高效率的风扇控制电路

接线图 2023年01月20日 11:06 250 admin

高效率的风扇控制电路

最简单的风扇控制方案是采用一个开关控制风扇，这种方案虽然简单，但效率非常低，因为风扇提供的制冷能量远远高于实际需求。另外，这种开关控制方案产生的噪声很大。利用脉宽调制技术(PWM)可以提高风扇的工作效率和稳定性，但PWM方案并非当前最好的解决方案。本文提出了两种替代方案，一种基于线性调节器架构，另一种基于开关调节器架构，它们都可以直接利用PWM调制信号控制3线风扇的转速，提供更高效率。

典型的风扇控制器可提供PWM信号输出，对风扇速度进行控制。一般情况下，低频信号(30~100Hz)通过占空比可调信号控制风扇马达的导通和断开，从而调节风扇的转速。不幸的是，对3线风扇(电源、地和转速计输出)电源进行斩波控制会制约转速计信号(提供给风扇控制器的反馈信号)，因为信号在占空比的低电平期间被截止，从而影响控制环路。一些风扇控制器试图补偿这些影响，但效果不佳。此外，交替地开关风扇还会产生“喀嗒”噪声。

一种解决方案是采用低通滤波器平滑PWM信号，然后利用平滑后的信号控制线性驱动器。对于12V风扇，控制电压的典型值为5~12V，可以使用一个廉价的线性调节器驱动风扇。另外，电路中需要引入RC滤波电路对PWM输出进行平滑处理，然后经过一个运放缓冲或外部调节器对电流进行放大。这种方案原理上是可行的，但是如果没有额外的保护将很容易造成电路损坏，风扇一旦短路就会损坏整个电路。

通用的线性调节器非常适合风扇驱动应用。线性调节器由运算放大器、导通晶体管、限流器、短路保护电路及高温保护电路组成，所有功能电路都集成在一个封装内，价格也非常合理。更重要的是，典型的线性调节器能提供0.5~1.5A的电流，可满足绝大部分风扇控制的需求。

在典型应用中，控制器将100Hz的PWM信号施加到导通晶体管的基极，根据PWM的占空比触发风扇电机电流的导通和断开，从而控制风扇的转速。图1电路采用100Hz的PWM信号控制风扇，PWM信号由U1(双通道温度监控器MAX6639，带有两路自动PWM风扇速度控制输出)的漏极开路输出提供。这个电路不是控制导通晶体管的通断，而是用图1所示PWM信号控制线性调节器(U2)的输出电压。RC滤波电路平滑PWM输出，时间常数等于R1、R2A和R2B的戴维南等效电阻与电容C1的乘积。

图1：基于线性调节器的简单而低成本的风扇控制电路。

U2调节输出电压，使V_OUT与ADJ之间的电压稳定在1.25V。假设不计U1对输出的影响，则U2的输出电压等于1.25V×(1+R2/R1)，其中R2=R2A+R2B。假设要考虑U1的控制作用，则需注意是R2A决定了最小输出电压。当U1的PWM极性控制位设置成正极性占空比时，占空比为0%的输出产生很小的PWM信号，使漏极开路输出连续导通，等效于R2B短路。在这种情况下，R2A(3.3kΩ)决定最小输出电压为4.7V。对保持有效的转速信号并同时最小化风扇的功耗而言，这个电压已经足够低。

R2B与R2A的和确定V_OUT的最大值。当占空比为100%时，漏极开路输出保持在开路状态，R2B在分压网络表现出最大值，7.5kΩ的R2B对应于12.5V最大电压。C1和C4是典型的旁路电容，C3为U2的输出电容，C3被用来平滑输出电压并为风扇提供交流电流。

线性调节器驱动方案可以提供有效的转速控制以及高温、短路保护，但它的功耗较大。对于低功率风扇，增加额外功耗可能不是问题，但大功率风扇可能无法承受额外的功耗。当电压差为7V、电流等于500mA时，调节器或者导通晶体管需要消耗3.5W功率，这将带来散热问题。但是，风扇通常被用于冷却其它电路，而不是冷却风扇控制器本身。

为寻求一种效率更高、功耗更低的电源管理方案，可考虑开关调节器。就像前面介绍的线性调节器驱动方案一样，开关调节器方案需要对风扇控制器输出的低频PWM信号进行平滑和电平转换。这里的温度监控器仍选择MAX6639。

开关调节器具有多种拓扑结构，供应商也很多，因此选择正确的开关调节器并非易事。针对本文应用的选择范围可大大缩小，因为这里采用的开关调节器有一些特殊要求：一是它必须是降压型的，可以把12V的笔记本电池或外部电池电压降到5V；二是它必须在风扇短路时提供限流保护，在连接充电器直接工作时承受一定的高压，并具备内部驱动晶体管和简单的电压反馈电路。根据这些标准，我们选择了如图2所示的MC33063A(U2)。

图2：基于开关调节器的高效率的风扇控制电路。

U2被配置成一个传统的降压型调节器，因为该电路采用片内晶体管，所以必须保证峰值电流低于1.5A的特定限制值。降压型设计的峰值电流为I_pk=2I_OUT，因此必须将I_OUTMAX限制在750mA以内。R3被用来限制峰值电流，R3=0.3V/I_pk。当R3=0.5Ω时，峰值电流限制在600mA，从而允许使用额定电流较小的电感和通用的1A肖特基二极管。

为消除听得到的噪声，要求选择适当的C1，将开关调节器的振荡频率设置在超声波频率范围内(50kHz)。50kHz的振荡频率可提供较高效率，而无需使用大尺寸电感。考虑到最小输出电压为5V，选择L1为50μH。

风扇的输出电压为V_OUT=1.25V×(1+R2/R1)，其中R1是R1A与R1B的并联电阻值。U1的输出为100Hz的漏极开路信号，当占空比等于100%时，PWM输出关闭漏极开路输出晶体管，即断开R1B与电路的连接。此时，风扇电压为V_OUT=1.25V×(1+3.6kΩ/1.2kΩ)=5V。当占空比为0%时，PWM输出为低电平，R1为R1A(1.2kΩ)和R1B(600Ω)的并联阻值，等于400Ω，此时风扇电压为V_OUT=1.25V[(1+3.6kΩ)/400Ω]=12.5V。

实际的输出电压会略微降低，因为U1的PWM输出不是以真正的地为参考，实际参考电压为输出晶体管导通电阻Rds乘以2mA(即U2第5引脚上的基准电压1.25V除以R1B的阻值600Ω)。按照上述讨论，当占空比为0%时，输出电压为12.5V；当占空比为100%时，输出电压为5V。通常还可以利用控制位反转PWM的输出极性，来轻松获得相反的结果。

但占空比为50%时，C4平滑PWM输出。大的容值有助于减小纹波，但会增加响应时间。为平衡响应时间和纹波指标，建议选择1μF电容。

当第5引脚上的电压超过1.25V时，U2的滞后反馈信号将关闭输出。由于采用了简单的RC滤波电路，当C4电压超过U2的基准电压时，在占空比为50%时可以关闭输出。这种效应可以通过增大输出电容C2进行补偿。C2在负周期为风扇供电。为选择正确的电容值，必须进行实验，因为该值与转速计工作时的最低电压、最小占空比、风扇噪声等因素有关。

在图2中，基于10%的最小占空比、1V输出纹波电压，选择C2的容值为470μF，它在12V时可吸收175mA电流。当然也可以选择更大容值的电容，但其成本高且尺寸大。大多数风扇通常允许一定的电压纹波，关键是不能使风扇的驱动电压太低，以致转速计的工作没有保障，或者风扇的电压调节产生噪声。

最后需要强调的是，图2电路在调节风扇转速时比图1电路具有更高效率。图3对这两种电路的效率进行了比较。