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充电电路中的低成本、高可靠性的电瓶车充电器电路
接线图
2023年10月21日 15:57 173
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 根据电动自行车铅酸蓄电池的特点，当其为36V/12AH时，采用限压恒流充电方式，初始充电电流最大不宜超过3A。也就是说，充电器输出最大达到43V/3A/129W，已经可满足。在充电过程中，充电电流还将逐渐降低。以目前开关电源技术和开关管生产水平而言，单端开关稳压器输出功率的极限值已提高到180W，甚至更大。输出功率为150W以下的单端它激式开关稳压器，其可靠性已达到极高的程度。MOS FET开关管的应用，成功地解决了开关管二次击穿的难题，使开关电源的可靠性更上一层楼。 目前，应用最广的、也是最早的可直接驱动MOS FET开关管的单端驱动器为MC3842。MC3842在稳定输出电压的同时，还具有负载电流控制功能，因而常称其为电流控制型开关电源驱动器，无疑用于充电器此功能具有独特的优势，只用极少的外围元件即可实现恒压输出，同时还能控制充电电流。尤其是MC3842可直接驱动MOS FET管的特点，可以使充电器的可靠性大幅提高。由于MC3842的应用极广，本文只介绍其特点。
单端PWM脉冲输出，输出驱动电流为200mA，峰值电流可达1A。 启动电压大于16V，启动电流仅1mA即可进入工作状态。进入工作状态后，工作电压在10～34V之间，负载电流为15mA。超过正常工作电压，开关电源进入欠电压或过电压保护状态，此时集成电路无驱动脉冲输出。 内设5V/50mA基准电压源，经2:1分压作为取样基准电压。 输出的驱动脉冲既可驱动双极型晶体管，也可驱动MOS场效应管。若驱动双极型晶体管，宜在开关管的基极接入RC截止加速电路，同时将振荡器的频率限制在40kHz以下。若驱动MOS场效应管，振荡频率由外接RC电路设定，工作频率最高可达500kHz。 内设过流保护输入(第3脚)和误差放大输入(第1脚)两个脉冲调制(PWM)控制端。误差放大器输入端构成主脉宽调制(PWM)控制系统，过流检测输入可对脉冲进行逐个控制，直接控制每个周期的脉宽，使输出电压调整率达到0.01%/V。如果第3脚电压大于1V或第1脚电压小于1V，脉宽调制比较器输出高电平使锁存器复位，直到下一个脉冲到来时才重新置位。如果利用第1、3脚的电平关系，在外电路控制锁存器的开/闭，使锁存器每个周期只输出一次触发脉冲，无疑使电路的抗干扰性增强，开关管不会误触发，可靠性将得以提高。 内部振荡器的频率由第4、8脚外接电阻和电容器设定。同时，内部基准电压通过第4脚引入外同步。第4、8脚外接电阻、电容器构成定时电路，电容器的充/放电过程构成一个振荡周期。当电阻的设定值大于5kΩ时，电容器的充电时间远大于放电时间，其振荡频率可根据公式近似得出：ｆ＝1/Tc＝1/0.55RC＝1.8/RC。 市电输入经桥式整流后，形成约300V直流电压，因而对此整流滤波电路的要求与通常有所不同。对蓄电池充电器来说，桥式整流的100Hz脉动电流没必要滤除干净，严格说100Hz的脉动电流对蓄电池充电不仅无害，反而有利，在一定程度上可起到脉冲充电的效果，使充电过程中蓄电池的化学反应有缓冲的机会，防止连续大电流充电形成的极板硫化现象。虽然1.8A的初始充电电流大于蓄电池额定容量C的1/10，间歇的大电流也使蓄电池的温升得以缓解。因此，该滤波电路的C905选用47μF/400V的电解电容器，其作用不足以使整流器120W的负载中纹波滤除干净，而只降低整流电源的输出阻抗，以减小开关电路脉冲在供电电路中的损耗。C905的容量减小，使得该整流器在满负载时输出电压降低为280V左右。 U903按MC3842的典型应用电路作为单端输出驱动器，其各引脚作用及外围元件选择原则如下(参见图1、图2)。
第1脚为内部误差放大器输出端。误差电压在IC内部经D1、D2电平移位，R1、R2分压后，送入电流控制比较器的反向输入端，控制PWM锁存器。当1脚为低电平时，锁存器复位，关闭驱动脉冲输出，直到下一个振荡周期开始才重新置位，恢复脉冲输出。外电路接入R913(10kΩ)、C913(0.1μF)，用以校正放大器频率和相位特性。 第2脚内部误差放大器反相输入端。充电器正常充电时，最高输出电压为43V。外电路由R934(16kΩ)、VR902(470Ω)、R904(1kΩ)分压后，得到2.5V的取样电压，与误差放大器同相输入端的2.5V基准电压比较，检出差值，通过输出脉冲占空比的控制使输出电压限定在43V。在调整此电压时，可使充电器空载。调整VR902，可使正负输出端电压为43V。 第3脚为充电电流控制端。在第2脚设定的输出电压范围内，通过R902对充电电流进行控制，第3脚的动作阈值为1V，在R902压降1V以内，通过内部比较器控制输出电压变化，实现恒流充电。恒流值为1.8A，R902选用0.56Ω/3W。在充电电压被限定为43V时，可通过输出电压调整充电电流为恒定的1.75A～1.8A。蓄电池充满电，端电压≥43V，隔离二极管D908截止，R902中无电流，第3脚电压为0V，恒流控制无效，由第2脚取样电压控制充电电压不超过43V。此时若充满电，在未断电的情况下，将形成43V电压的涓流充电，使蓄电池电压保持在43V。为了防止过充电，36V铅酸蓄电池的此电压上限不宜使电池单元电压超过2.38V。该电路虽为蓄电池取样，实际上也限制了输出电压，如输出电压超过蓄电池电压0.6V，蓄电池电压也随之升高，送入电压取样电路使之降低。 第4脚外接振荡器定时元件，CT为2200pF，RT为27kΩ，R911为10Ω。该例中考虑到高频磁芯购买困难，将频率设定为30kHz左右。R911用于外同步，该电路中可不用。 第5脚为共地端。 第6脚为驱动脉冲输出端。为了实现与市电隔离，由T902驱动开关管。T902可用5×5mm磁芯，初次级绕组各用0.21mm漆包线绕20匝，绕组间用2×0.05mm聚脂薄膜绝缘。R909为100Ω，R907为10kΩ。如果Q901内部栅源极无保护二极管，可在外电路并入一只10～15V稳压管。 第7脚为供电端。为了省去独立供电电路，该电路中由蓄电池端电压降压供电，供电电压为18V。当待充蓄电池接入时，最低电压在32.4V～35V之间，接入18V稳压管均可得到18V的稳定电压。滤波电容器C909为100μF。 第8脚为5V基准电压输出端，同时在IC内部经R3、R4分压为2.5V，作为误差检测基准电压。 充电器的脉冲变压器T901可用市售芯柱圆形、直径12mm的磁芯(芯柱对接处已设有1mm的气隙)。初级绕组用0.64mm高强度漆包线绕82匝，次级绕组用0.64mm高强度漆包线双线并绕50匝。初次级之间需垫入3层聚脂薄膜。 该充电器的控制驱动系统和次级充电系统均与市电隔离，且MC3842由待充蓄电池电压供电，无产生超压、过流的可能，而T901次级仅有的几只元器件，只要选择合格，击穿的可能性也几乎为零，因此其可靠性极高。此部分的二极管D911可选择共阴或共阳极，将肖特基二极管并联应用。D908可选用额定电流5A的普通二极管。次级整流电路滤波电容器选用220μF已足够，以使初始充电电流较大时具有一定的纹波，而起到脉冲充电的作用。 该充电器电路极为简单，然而可靠性却较高，其原因是：MC3842属逐周控制振荡器，在开关管的每个导通周期进行电压和电流的控制，一旦负载过流，D911漏电击穿；若蓄电池端子短路，第3脚电压必将高于1V，驱动脉冲将立即停止输出；若第2脚取样电压由于输出电压升高超过2.5V，则使第1脚电压低于1V，驱动脉冲也将被关断。多年来，MC3942被广泛用于电脑显示器开关电源驱动器，无论任何情况下(其本身损坏或外围元件故障)，都不会引起输出电压升高，只是无输出或输出电压降低，此特点使开关电源的负载电路极其安全。在该充电器中MC3842及其外电路都与市电输入部分无关，加之用蓄电池电压经降压、稳压后对其供电，使其故障率几乎为零。 该充电器中唯一与市电输入有关的电路是T901初级和T902次级之间的开关电路，常见开关管损坏的原因无非两方面：一是采用双极型开关管时，由于温度升高导致热击穿。这点对Q901的负温度系数特性来说是不存在的，场效应管的漏源极导通的电阻特性本身具有平衡其导通电流的能力。此外，由于开关管的反压过高，当开关管截止时，反向脉冲的尖峰极易击穿开关管。为此，该电路中通过减小C905的容量，以在开关管导通的大电流状态下适当降低整流电压。二是采用中心柱为圆型的铁氧体磁芯，其漏感相对小于矩形截面磁芯，而且气隙预留于中心柱，而不在两侧旁柱上，进一步减小了漏感。在此条件下选用VDS较高的开关管是比较安全的。图2中Q901为2SK1539，其VDS为900V，IDS为10A，功率为150W。也可以用规格近似的其它型号MOS FET管代用。如果担心尖峰脉冲击穿开关管，可以在T901的初级接入通常的C、D、R吸收回路。由于该充电器的初始充电电流、最高充电电压设计均在较低值，且充满电后涓流充电电流极小，基本可以认为是定时充电。如一只12A时的铅酸蓄电池，7小时即可充满电，且充满电后，是否断电对蓄电池、充电器影响均极小。试用中，晚上8点接入电源充电，第二天早7点断电，手摸蓄电池、充电器的外壳温度均未超过室温 |
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