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用于汽车 48 V 配电的双向 DC-DC 转换器的设计
接线图
2024年04月15日 13:01 1242
admin
设计汽车转换器时，尺寸、成本和可靠性是关键因素。为了满足这些标准，最简单的双向拓扑；选择同步降压/反向升压转换器。最大限度地提高能源效率也至关重要，在这里，设计人员可以利用氮化镓 (GaN) 技术来实现比使用传统硅功率晶体管更高的效率。氮化镓受益于极高的电子迁移率和低温度系数，这使得功率晶体管具有非常低的导通电阻（R ON），从而最大限度地减少导通损耗。横向晶体管结构还导致极低的栅极电荷 (Q G ) 和零反向恢复电荷 (Q RR）。此外，GaN FET 的输出电容 (C OSS ) 也比同类 MOSFET 低得多 。
与类似 MOSFET 相比，适用于 48 V 应用的 GaN FET 的品质因数（芯片面积 x R ON ）高出约四倍。对于相同的 5V 栅极电压，GaN FET 的栅极电荷比硅 MOSFET 至少低五倍。因此，与硅 MOSFET 相比，GaN FET 可以在高开关频率下更高效地工作，从而使设计人员能够在设计中指定更小的电容器和电感器。由于开关和导通状态下的损耗较低，散热器尺寸也可以减小，最终实现更小、更纤薄的模块或在相同的占地面积内允许更高的额定功率。最终，这为车辆设计人员提供了额外的自由，可以在当今车辆的狭小空间限制内封装更多新功能。
设计转换器 图 1 显示了 1.5 kW 双向 48 V/12 V 转换器的简化原理框图，通过并联两个转换器使其成为四相，可以相对轻松地将其扩展到 3 kW。图中所示的两相设计可运行高达 1.5 kW，12 V 端口上每相的最大电流为 62.5 A。这是通过使用符合 AEC-Q101 标准的 EPC2206 eGaN（增强型 GaN）FET 实现的，该 FET 具有 2.2 mΩ R ON和 90 A 的额定峰值直流电流。两相设计还降低了所需的额定电流。电感器。
在此设计中，电感器值和开关频率是使用分析损耗模型确定的，以便在满额定功率的 50% 时实现效率最大化。如图所示，使用所选的 2.2 ?H 电感器和 250 kHz 开关频率时，峰值电感器电流为 70 A
为了确保精确的相电流平衡，使用精密分流电阻器进行电流检测优于电感器 DCR 电流检测。然而，额定电流超过 70 A 的分流电阻器通常占用空间较大，因此寄生电感也较高，从而会导致高噪声，从而使电流检测放大器饱和，从而导致测量无效。克服这个问题的一个简单解决方案是添加一个具有匹配时间常数的 RC 滤波器网络，以消除并联电感。该设计使用最大带宽为 500 kHz 和 50 V/V 增益的电流检测放大器，与 200 ?Ω 分流电阻器一起使用时，可产生 10 mV/A 的总电流检测增益。
确保两相之间的对称布局也很重要，以便平衡相电流，并最大限度地减少由于栅极驱动延迟、开关转换速度、过冲或其他参数不匹配而造成的任何影响。使用 GaN 功率器件进行设计时，内部垂直环路 [2] 方法是将去耦电容器放置在靠近 FET 的位置，并在下方放置一个坚固的接地层。为此应用选择的微控制器具有高分辨率 PWM 模块，可以精确控制占空比和 0.25 ns 的死区时间，从而可以对其进行优化以充分利用 GaN FET 的性能。 降压和升压模式均采用数字平均电流模式控制。控制框图如图所示。2. 对两个独立的电流环路使用相同的电流基准 I REF将两个电感器中的电流调节至相同值。两个内部电流环路的带宽设置为 6 kHz，外部电压环路带宽设置为 800 Hz。
GaN FET 需要散热器才能以 1.5 kW 的全输出功率运行。使用标准市售 1/8 砖散热器。PCB 上安装了四个金属垫片，为散热器安装提供适当的间隙。FET 和散热器之间应用了热导率为 17.8 W/mK 的电绝缘热界面材料 (TIM)。
绩效分析 图 3 显示了 EPC9137 [5] 转换器的照片。安装散热器和 1700 LFM 气流后，转换器在 48 V 输入、13.8 V 输出下运行，并在 250 kHz 和 500 kHz 下进行测试。
在满负载时，EPC eGaN FET 可在 250 kHz 开关频率下以 96% 的效率运行，与基于硅的解决方案相比，可实现 750 W/相，而硅基解决方案由于电感器电流限制在 100 W/相，功率限制为 600 W/相。 kHz 最大开关频率。
结论
汽车制造商面临着加快车辆电气化步伐的要求，既要在市场上竞争，又要满足日益严格的环境立法。此双向 DC-DC 转换器的设计示例展示了 EPC 的汽车级 eGaN FET（例如 EPC2206）如何帮助集成 48 V 总线，为高功率负载供电并满足整个车辆不断增长的功率需求。当在 48 V 和 12 V 域之间传输功率时，EPC9137 转换器在 250 kHz 开关频率下可实现大于 96% 的最大效率，在 500 kHz 开关频率下可实现大于 95% 的最大效率。
与类似 MOSFET 相比，适用于 48 V 应用的 GaN FET 的品质因数（芯片面积 x R ON ）高出约四倍。对于相同的 5V 栅极电压，GaN FET 的栅极电荷比硅 MOSFET 至少低五倍。因此，与硅 MOSFET 相比，GaN FET 可以在高开关频率下更高效地工作，从而使设计人员能够在设计中指定更小的电容器和电感器。由于开关和导通状态下的损耗较低，散热器尺寸也可以减小，最终实现更小、更纤薄的模块或在相同的占地面积内允许更高的额定功率。最终，这为车辆设计人员提供了额外的自由，可以在当今车辆的狭小空间限制内封装更多新功能。
设计转换器 图 1 显示了 1.5 kW 双向 48 V/12 V 转换器的简化原理框图，通过并联两个转换器使其成为四相，可以相对轻松地将其扩展到 3 kW。图中所示的两相设计可运行高达 1.5 kW，12 V 端口上每相的最大电流为 62.5 A。这是通过使用符合 AEC-Q101 标准的 EPC2206 eGaN（增强型 GaN）FET 实现的，该 FET 具有 2.2 mΩ R ON和 90 A 的额定峰值直流电流。两相设计还降低了所需的额定电流。电感器。
在此设计中，电感器值和开关频率是使用分析损耗模型确定的，以便在满额定功率的 50% 时实现效率最大化。如图所示，使用所选的 2.2 ?H 电感器和 250 kHz 开关频率时，峰值电感器电流为 70 A
为了确保精确的相电流平衡，使用精密分流电阻器进行电流检测优于电感器 DCR 电流检测。然而，额定电流超过 70 A 的分流电阻器通常占用空间较大，因此寄生电感也较高，从而会导致高噪声，从而使电流检测放大器饱和，从而导致测量无效。克服这个问题的一个简单解决方案是添加一个具有匹配时间常数的 RC 滤波器网络，以消除并联电感。该设计使用最大带宽为 500 kHz 和 50 V/V 增益的电流检测放大器，与 200 ?Ω 分流电阻器一起使用时，可产生 10 mV/A 的总电流检测增益。
确保两相之间的对称布局也很重要，以便平衡相电流，并最大限度地减少由于栅极驱动延迟、开关转换速度、过冲或其他参数不匹配而造成的任何影响。使用 GaN 功率器件进行设计时，内部垂直环路 [2] 方法是将去耦电容器放置在靠近 FET 的位置，并在下方放置一个坚固的接地层。为此应用选择的微控制器具有高分辨率 PWM 模块，可以精确控制占空比和 0.25 ns 的死区时间，从而可以对其进行优化以充分利用 GaN FET 的性能。 降压和升压模式均采用数字平均电流模式控制。控制框图如图所示。2. 对两个独立的电流环路使用相同的电流基准 I REF将两个电感器中的电流调节至相同值。两个内部电流环路的带宽设置为 6 kHz，外部电压环路带宽设置为 800 Hz。
GaN FET 需要散热器才能以 1.5 kW 的全输出功率运行。使用标准市售 1/8 砖散热器。PCB 上安装了四个金属垫片，为散热器安装提供适当的间隙。FET 和散热器之间应用了热导率为 17.8 W/mK 的电绝缘热界面材料 (TIM)。
绩效分析 图 3 显示了 EPC9137 [5] 转换器的照片。安装散热器和 1700 LFM 气流后，转换器在 48 V 输入、13.8 V 输出下运行，并在 250 kHz 和 500 kHz 下进行测试。
在满负载时，EPC eGaN FET 可在 250 kHz 开关频率下以 96% 的效率运行，与基于硅的解决方案相比，可实现 750 W/相，而硅基解决方案由于电感器电流限制在 100 W/相，功率限制为 600 W/相。 kHz 最大开关频率。
结论
汽车制造商面临着加快车辆电气化步伐的要求，既要在市场上竞争，又要满足日益严格的环境立法。此双向 DC-DC 转换器的设计示例展示了 EPC 的汽车级 eGaN FET（例如 EPC2206）如何帮助集成 48 V 总线，为高功率负载供电并满足整个车辆不断增长的功率需求。当在 48 V 和 12 V 域之间传输功率时，EPC9137 转换器在 250 kHz 开关频率下可实现大于 96% 的最大效率，在 500 kHz 开关频率下可实现大于 95% 的最大效率。
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