9011三级管开关电路图大全（五款9011三级管开关电路设计原理图详解） - 电子开关电路

9011三级管开关电路图（一）

截至目前为止，我们都假设当三极管开关导通时，其基极与射极之间是完全短路的。事实并非如此，没有任何三极管可以完全短路而使VCE＝0，大多数的小信号硅质三极管在饱和时，VCE（饱和）值约为0．2伏特，纵使是专为开关应用而设计的交换三极管，其VCE（饱和）值顶多也只能低到0．1伏特左右，而且负载电流一高，VCE（饱和）值还会有些许的上升现象，虽然对大多数的分析计算而言，VCE（饱和）值可以不予考虑，但是在测试交换电路时，必须明白VCE（饱和）值并非真的是0。

虽然VCE（饱和）的电压很小，本身微不足道，但是若将几个三极管开关串接起来，其总和的压降效应就很可观了，不幸的是机械式的开关经常是采用串接的方式来工作的，如图3（a）所示，三极管开关无法模拟机械式开关的等效电路（如图3（b）所示）来工作，这是三极管开关的一大缺点。

图3 三极管开关与机械式开关电路

幸好三极管开关虽然不适用于串接方式，却可以完美的适用于并接的工作方式，如图4所示者即为一例。

三极管开关和传统的机械式开关相较，具有下列四大优点﹕

图4 三极管开关之并联联接

（1）三极管开关不具有活动接点部份，因此不致有磨损之虑，可以使用无限多次，

一般的机械式开关，由于接点磨损，顶多只能使用数百万次左右，而且其接点易受污损而影响工作，因此无法在脏乱的环境下运作，三极管开关既无接点又是密封的，因此无此顾虑。

（2）三极管开关的动作速度较一般的开关为快，一般开关的启闭时间是以毫秒（ms）来计算的，三极管开关则以微秒（μs）计。

（3）三极管开关没有跃动（bounce）现象。一般的机械式开关在导通的瞬间会有快速的连续启闭动作，然后才能逐渐达到稳定状态。

（4）利用三极管开关来驱动电感性负载时，在开关开启的瞬间，不致有火花产生。反之，当机械式开关开启时，由于瞬间切断了电感性负载样上的电流，因此电感之瞬间感应电压，将在接点上引起弧光，这种电弧非但会侵蚀接点的表面，亦可能造成干扰或危害。

9011三级管开关电路图（二）

9011三级管开关电路图（三）

解释：当晶体管突然导通（IN信号突然发生跳变），C1瞬间短路，为三极管快速提供基极电流，这样加速了晶体管的导通。当晶体管突然关断（IN信号突然发生跳变），C1也瞬间导通，为卸放基极电荷提供一条低阻通道，这样加速了晶体管的关断。C通常取值几十到几百皮法。电路中R2是为了保证没有IN输入高电平时三极管保持关断状态；R4是为了保证没有IN输入低电平时三极管保持关断状态。R1和R3是基极电流限流用。

9011三级管开关电路图（四）

图中，将两个电极改接在VT1下偏置，R1仍为上偏置电阻器。当杯内水面低于两个电极时，相当于下偏置开路，R1产生的偏置电流使电动机起动。当水位上升到淹没电极时，两个电极之间被水导通，将R1产生的偏置电流旁路一部分，使VT1～3截止，电动机停转，与图5控制效果恰好相反。

9011三级管开关电路图（五）

该电路如下图所示，它由电源电路、声控电路、光控电路和延时电路四部分组成。

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　　1、引言

　　由于全球能源紧缺，节能和可持续发展逐渐成为人们热衷的话题。led具有节能、环保、寿命长、响应速度快等特点，逐渐替代了白炽灯。很多场合都需要使用调光技术，如汽车尾灯、建筑照明等，随着led的普遍使用，对led调光应用的需求也逐渐增加。目前，led调光技术主要分为三种：线性调光、可控硅调光、ＰＷＭ调光。线性调光运用分压原理，应用比较简单，但是分压会产生过多的热量，导致效率低下；可控硅调光运用导通角切波原理，效率较高、性能稳定，但是不同可控硅维持的电流不同，可能会造成闪烁，不能直接应用于led，需要改进调试；ＰＷＭ调光通过改变驱动芯片的占空比实现调光，应用简单、效率高，但是容易产生人耳可听见的噪声，是目前被广泛使用的一种方法。

　　本文提出一种新型调光方法———功率因数（PE）调光法。在实际应用的大多数场合中，电路并不是持续满载运行，功率因数不能一直保持在０．９以上，当电路由满载向轻载、重载变化，或输入电压波动时，都会造成功率因数的下降。事实上，在实际应用中，功率因数的变化范围比较大。根据国际标准，电路的功率因数在0.7-1的范围内变化都是符合标准规定的。本文提出的功率因数调光法将电路功率因数的变化范围控制在0.7-1，使led照明电路的输出电流产生相应的变化。

　　文章第２节介绍了基于SEPIC结构的led照明调光电路的原理，阐述了功率因数对输出电流的影响；第3节通过外接可调电阻实现功率因数调光，分析了可调电阻与输出电流的关系；第4节给出实际验证结果，并进行了分析；第５节给出结论。

　　2、基于SEPIC架构的可调光电路

　　Boost结构的功率因数校正电路，其输出直流电压必须高于输入线峰值电压（至少４００Ｖ以上），且难以实现输入输出的电气隔离；Flyback结构的功率因数校正电路，其输入电流不连续，往往需要大体积的输入滤波器。与Boost，Flyback等典型结构相比，SEPIC架构在AC_DC降压电路应用中有着其独特的优势：SEPIC架构输入级类似于Boost架构，可以保证输入电流的连续性，由于输入电流畸变小，小体积的ＥＭＩ滤波器便可满足要求，既节省面积又降低了成本；输出级类似于Flyback结构，易于实现电气隔离，可以在开关短路时保护负载。因此，将SEPIC架构应用于AC_DC变换的功率因数校正电路是最好的选择之一。此外，SEPIC架构的临界导通模式具有功率因数高、功率开关管零电流导通、功率二极管的损耗小、控制电路简单等优点，已广泛应用于中小功率开关电源。考虑到SEPIC架构在小功率AC_DC变换应用

　　中具有实现简单、功率因数高、成本低等优点，以及临界导通模式在中小功率开关电源中的优势，本文电路采用SEPIC架构实现，工作在临界导通模式。通过控制电路功率因数大小，得到随功率因数值变化的输出电流，实现ＬＥＤ的可调光。

　　用于功率因数校正（PFC）电路的传统SEPIC架构如图１所示

　　电路工作原理为：当开关Ｓ导通时，输入电源对L1充电，L1的电流线性增加，CS把储存的能量传递给L2，L2的电流增加，二极管Ｄ截止，COUT为输出负载提供能量；当开关Ｓ断开时，L1对CS充电，并为负载提供能量，二极管Ｄ导通，L2向负载提供能量，并对COUT充电。输出经过采样电阻Ｒ１和Ｒ２分压后，作为PFC内部误差放大器的反向输入信号与内部参考电压Ｕｒｅｆ比较后，作为乘法器的输入信号之一，而乘法器的另一个输入信号是输入电流采样信号，二者共同输入乘法器运算后输出，再由PFC内部电路调整后驱动控制开关管Ｓ的导通与断开，实现对电路功率因数的校正。

　　对于用电设备，功率因数直接影响电网的供电质量和电能损耗。理论上，功率因数是有功功率Ｐ与视在功率Ｓ的比值，即：

　　从（２）式可以看出，功率因数主要由两个因素决定：１）交流输入的基波电流和基波电压的相位差；２）总谐波失真系数ＴＨＤ。ｃｏｓφ低，表明电路用于交变磁场转换的无功功率大，设备的利用率低，导线、变压器绕组损耗大；ＴＨＤ高，表明输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时将导致设备损坏。

　　根据（２）式，在总谐波失真保持不变的情况下，通过改变基波电压和基波电流的相位差φ，即可改变功率因数。因此，在保证不带来更多高次谐波、不改变总谐波失真的前提下，可以通过“干扰”PFC芯片内部的运算结果，实现对电路功率因数的改变。

　　考虑到同相比例运算放大器具有高输入电阻、低输出电阻的优点，在PFC芯片内部增加一个同相比例运算放大电路，作为输入到乘法器的第三个变量，用来改变PFC芯片的运算结果。此外，由于放大器工作频率太低，响应速度跟不上，而频率太高又会为系统引入高次谐波分量，故将运算放大器的工作频率范围设定为５０Ｈｚ。该运算放大器可以将输入的变化反映到输出中，同时，实现了输入输出的隔

　　离，在一定程度上降低了引入高次谐波的风险，即维持总谐波失真不变。

　　在传统SEPIC架构的基础上，提出了一种改进的SEPIC方案，主要运用于AC_DC变换器的PFC电路。电路结构如图２所示，其中虚线部分为改进结构。Ｒｓ是可调电阻，为了调试的方便，将其置于PFC芯片外部。通过调节Ｒｓ的阻值，改变乘法器的输入，从而改变PFC的运算结果，得到所需的电路功率因数值。

　　设定改进的SEPIC电路工作在临界导通模式下，L1＝L2，且初始储能为０，电感电流波形如图3所示。

　　其中，UI为交流输入视在功率，PF为电路的功率因数，DT为一周期内开关管的导通时间。当PFC调节模块使功率因数PE值从０．７到１变化时（国际标准要求PE值不得低于０．７，故本文选定这个变化范围），占空比Ｄ从0.1到0.9变化，输出电流Iout随PE的变化情况如图４所示。横坐标对应功率因数PE，纵坐标对应输出电流Iout，从下到上依次为占空比Ｄ从0.1到0.9逐渐递增所对应的输出电流随PE的变化。从图４可以看出，当PE从０．７增大到１时，电路的输出电流Iout呈线性上升趋势，且占空比越大，输出电流Iout越大，电流变化范围也越宽。由此看出，可以通过改变功率因数PE来实现对输出电流Iout的控制。

　　3、外接可调电阻实现功率因数调光

　　误差放大器的输出UEO和运算放大器的输出URO经过加法器运算后，作为乘法器的一个输入端ＵＭ２，即：

　　其中，ａ，ｂ，ｋ都是常数。

　　图５所示为运算放大器中可调电阻Ｒｓ与功率因数PE的关系，横坐标对应外接可调电阻Ｒｓ，纵坐标对应功率因数PE。可调电阻Ｒｓ的变化范围为１５４Ω～１４4.5ｋΩ。从图５可以看出，随着可调电阻Ｒｓ的改变，PE变化呈线性上升趋势。

　　图６所示为输出电流Iout随PE和Ｒｓ的变化情况。横坐标对应输出电流Iout，纵坐标分别对应功率因数PE和外接可调电阻Ｒｓ。通过调节功率因数，可以改变输出电流。而调节外接可调电阻Ｒｓ的值，即可获得不同的输出电流Iout。由图６可以看出，随着输出电流Iout的增大，电路功率因数PE和可调电阻Ｒｓ也随之增大，且基本趋于线性。

　　4、电路验证与分析

　　根据本文设计电路，绘制并制作PCB验证板进行实验测试。通过调节外接可调电阻Ｒｓ来调节电路的功率因数，观察输出电流的变化，并与理论值进行对比。选取PFC升压电感为15ｍＨ，电容CS为１μＨ，LED灯串（１Ｗ／颗）作为电路负载，输入电压为220Ｖ，输入电流为０．０２９００Ａ，功率为６．４3０Ｗ，仪器扫描范围为3８０．０～８００．０ｎｍ，扫描间隔为５．０ｎｍ，参考通道为ＲＥＦ＝９０９５（Ｒ＝3），最大波动为－０．４７８％。测得光通量为４１２．４3ｌｍ，辐射通量为1.2487，光效为64.14ｍ／Ｗ。

　　图７所示为电路板实测值与理论值的对比，其中实线为理论值数据，虚线为实际测试结果。

　　从图７可以看出，以实测数据点为依据拟合的曲线与理论推导的线性趋势基本吻合。当占空比逐渐增大时，得到的实测数据线更接近理论数据线；当占空比很小时，受寄生电感、电容和一些寄生效应等因素的影响，电路可能会变得略微敏感，测试数据线与理论数据线有一定的偏差，但还是在预期范围内，且变化的基本趋势是符合理论推导的。

　　采用CSCO.5μｍ40VBCD工艺设计驱动芯片，通过PCB板验证了功率因数调光法的可行性。对电路板的转换效率进行测试，结果如图8所示。可以看出，随着输出电流的增大，电路的转换效率呈下降趋势，也就是说，增加电路功率因数是以牺牲电路转换效率为代价的，但电路的整体转换效率维持在92.7以上，最高可达到９４％以上，符合预期目标。

　　驱动芯片的版图如图9所示。在布局时，应注意差分对的十字中心对称原则，以增强其匹配性，减小由于工艺原因而造成的失配误差。此外，电阻、电容等匹配问题也不容忽视。

　　5、结论

　　本文提出了一种基于CSCO.5μｍ40VBCD工艺的新型调光方案，结合SEPIC架构搭建外围电路，可直接通过调节外部可调电阻来改变电路的功率因数，获得不同的输出驱动电流，从而实现LED照明灯的调光。该结构易于实现、可控性高，通过选择可调电阻阻值，可获得较大的调光范围，且成本低廉，具有很高的实用价值。

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