小的分流电阻时，用电流检测放大器实现滤波电路-电路图讲解-电子技术方案

由于多种不同的原因，可能需要在电流检测放大器(CSA)的输入或输出端进行滤波。今天，我们将重点谈谈在使用真正小的分流电阻(在1 m?以下)时，用NCS21xR和NCS199AxR电流检测放大器实现滤波电路。低于1 m?的分流电阻具有并联电感，在电流检测线上会引起尖峰瞬态事件，从而使CSA前端过载。我们来谈谈滤除这些特定的尖峰瞬态事件的主要考虑因素。

在某些应用中，被测量的电流可能具有固有噪声。在有噪声信号的情况下，电流检测放大器输出后的滤波通常更简单，特别是当放大器输出连接到高阻抗电路时。放大器输出节点在为滤波器选择组件时提供了最大的自由度，并且实现起来非常简单，尽管它可能需要后续的缓冲。

　　

当分流电阻值减小时，并联电感对频率响应有显著影响。在小于1 m?的情况下，并联电感产生传递函数中的零点，通常导致在100 kHz的低频率下产生拐角频率。这种电感增加了电流检测线路上高频尖峰瞬态事件的幅值，从而使任何并联电流检测集成电路(IC)的前端过载。这个问题必须通过在放大器输入端进行滤波来解决。请注意，无论制造商如何声称，所有电流检测IC都容易受到此问题的影响。即使尖峰频率高于器件的额定带宽，也需要在器件的输入端进行滤波以解决此问题。

　　

其他应用，如DC-DC转换器和电源应用也可能需要在电流检测放大器的输入端进行滤波。图1所示为建议的输入滤波原理图。

 

　　

图1. 输入滤波补偿小于1 m?的分流电阻的并联电感，以及任何应用中的高频噪声

　　

由于滤波电阻的增加电阻和它们之间的相关电阻失配会对增益、共模抑制比(CMRR)和VOS产生不利影响，所以输入滤波是复杂的。对VOS的影响部分还归咎于输入偏置电流。因此，输入电阻值应限制在10 Ω以下。至少，选择电容器以精确地匹配分流电阻器及其电感的时间常数;或者，选择电容器以提供低于该点的极点。

　　

使输入滤波器时间常数等于或大于并联电阻及其电感时间常数：

 

　　

这简化为基于使用10 ?电阻来确定每个RFILT的CFILT值：

 

　　

如果主要目的是滤除高频噪声，则应将电容器增加至提供所需滤波的值。

　　

例如，100 kHz的滤波频率需要一个80 nF电容。该电容器可以有一个低额定电压值，但应具有良好的高频特性。所需的电容器值可通过下面的公式计算：

 

　　

瞬态抑制　

在瞬态共模电压大于30伏特(V)的应用中，需要瞬态抑制电路。有关如何设计瞬态抑制电路的详细信息，请参阅NCS21xR数据表中的基本连接应用注释。

　　

滤波并不总是必需的，具有最小的动态变化电流的电池供电的直流电路将是一个例子。大的、复杂的系统可能有高速变化的供电电流或电压(例如服务器、计算机)，往往需要滤波以提供干净的信号，以进行电流控制、测量和分析。

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基本知识谈

电流模式控制由于其高可靠性、环路补偿设计简单、负载分配功能简单可靠的特点，被广泛用于开关模式电源。电流检测信号是电流模式开关模式电源设计的重要组成部分，它用于调节输出并提供过流保护。图1显示了 ADI LTC3855同步开关模式降压电源的电流检测电路。LTC3855是一款具有逐周期限流功能的电流模式控制器件。检测电阻RS监测电流。

 

图1. 开关模式电源电流检测电阻(RS)

 

图2显示了两种情况下电感电流的示波器图像：第一种情况使用电感电流能够驱动的负载（红线），而在第二种情况下，输出短路（紫线）。

 

图2. LTC3855限流与折返示例，在1.5 V/15 A供电轨上测量

 

最初，峰值电感电流由选定的电感值、电源开关导通时间、电路的输入和输出电压以及负载电流设置（图中用“1”表示）。当电路短路时，电感电流迅速上升，直至达到限流点，即 RS × IINDUCTOR (IL)等于最大电流检测电压，以保护器件和下游电路（图中用“2”表示）。然后，内置电流折返限制（图中数字“3”）进一步降低电感电流，以将热应力降至最低。

 

电流检测还有其他作用。在多相电源设计中，利用它能实现精确均流。对于轻负载电源设计，它可以防止电流反向流动，从而提高效率（反向电流指反向流过电感的电流，即从输出到输入的电流，这在某些应用中可能不合需要，甚至具破坏性）。另外，当多相应用的负载较小时，电流检测可用来减少所需的相数，从而提高电路效率。对于需要电流源的负载，电流检测可将电源转换为恒流源，以用于LED驱动、电池充电和驱动激光等应用。

检测电阻放哪最合适？

电流检测电阻的位置连同开关稳压器架构决定了要检测的电流。检测的电流包括峰值电感电流、谷值电感电流（连续导通模式下电感电流的最小值）和平均输出流。检测电阻的位置会影响功率损耗、噪声计算以及检测电阻监控电路看到的共模电压。

 

放置在降压调节器高端

对于降压调节器，电流检测电阻有多个位置可以放置。当放置在顶部MOSFET的高端时（如图3所示），它会在顶部MOSFET 导通时检测峰值电感电流，从而可用于峰值电流模式控制电源。但是，当顶部MOSFET关断且底部MOSFET导通时，它不测量电感电流。

 

图3. 带高端RSENSE的降压转换器

 

在这种配置中，电流检测可能有很高的噪声，原因是顶部 MOSFET的导通边沿具有很强的开关电压振荡。为使这种影响最小，需要一个较长的电流比较器消隐时间（比较器忽略输入的时间）。这会限制最小开关导通时间，并且可能限制最小占空比（占空比 = VOUT/VIN）和最大转换器降压比。注意在高端配置中，电流信号可能位于非常大的共模电压(VIN)之上。

 

放置在降压调节器低端

图4中，检测电阻位于底部MOSFET下方。在这种配置中，它检测谷值模式电流。为了进一步降低功率损耗并节省元件成本，底部FET RDS(ON)可用来检测电流，而不必使用外部电流检测电阻RSENSE。

 

图4. 带低端RSENSE的降压转换器

 

这种配置通常用于谷值模式控制的电源。它对噪声可能也很敏感，但在这种情况下，它在占空比较大时很敏感。谷值模式控制的降压转换器支持高降压比，但由于其开关导通时间是固定/ 受控的，故最大占空比有限。

 

降压调节器与电感串联

图5中，电流检测电阻RSENSE与电感串联，因此可以检测连续电感电流，此电流可用于监测平均电流以及峰值或谷值电流。所以，此配置支持峰值、谷值或平均电流模式控制。

 

图5. RSENSE与电感串联

 

这种检测方法可提供最佳的信噪比性能。外部RSENSE通常可提供非常准确的电流检测信号，以实现精确的限流和均流。但是，RSENSE也会引起额外的功率损耗和元件成本。为了减少功率损耗和成本，可以利用电感线圈直流电阻(DCR)检测电流，而不使用外部RSENSE。

 

放置在升压和反相调节器的高端

对于升压调节器，检测电阻可以与电感串联，以提供高端检测 （图6）。

 

图6. 带高端RSENSE的升压转换器

 

升压转换器具有连续输入电流，因此会产生三角波形并持续监测电流。

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