巧用分压电阻和EN功能，让电源系统大变样-电路图讲解-电子技术方案

某电机控制板带有动力回收的功能，在没有助力电池时，电机的转动也可以继续为控制板供电。而电机的不均匀转动会产生快速波动的电压，从而导致电源芯片输出极不稳定的电压，使得后级设备在极短的时间内频繁的上下电，导致板子上的蓝牙模块频繁丢失固件甚至烧坏，降低了产品性能。后来通过调整电源芯片EN引脚的相关配置，完美解决了该问题。想知道对EN做了什么“手脚”吗?小小的EN还蕴含着什么样的大智慧呢?

一、概述

EN即Enable，即“使能”的意思，不同的芯片的叫法也有所不同，如EA、RUN等。而它们的功能基本是一样的，即只有该引脚激活时，芯片或模块才能正常的输出。针对这一功能，我们可以添加一些简单的外围电路来实现稳定芯片或者输出上电排序的功能。一些较高级的电源芯片的EN引脚通常还带有滞回的特性。

二、应用技巧

1.巧用分压电阻，实现电源芯片的稳定输出

对于电源芯片，我们通常使用分压电阻将EN信号接到电源的输入引脚上，来防止EN端的电压超过它的耐压值。而在满足耐压值得条件下，还要将EN脚的电压设定在“合适”的范围。

例如文章一开始提到的，某电机控制板的24V电源在给电机供电的同时也通过DC/DC:MP2451输出12V给其他电路供电。在没有助力电池时，电机发电为控制板供电，而电机的转动并非是匀速的，产生了波动较大的电压，如下图1所示，黄色线为电机反向发电电压，绿色则为MP2451输出的电压。

图1电机发电曲线和DCDC的输出曲线

由上图1可以看出，电机的发电电压(DC/DC的输入电压)VIN大概在6.2V时候就使能了DC/DC输出，此时输入电压小于设定的12V输出电压，使得DC/DC内部的MOS管由于输出反馈的作用一直在快速的导通和关闭，形成了一个噪声包络随着输入波动的、不稳定的输出电压。当电机的发电电压大于12V时，DC/DC才输出了平稳的12V电压。

这是因为电路中的分压电阻网络设置不当，在输入电压很低的时候就达到了EN的阈值电压，导致过早使能电源芯片输出。这就是设计过程中只考虑了将电源芯片的EN引脚电压设置在耐压值以下，而未考虑将EN脚的分压网络设定在“合适”的范围的例子。

那么EN脚的分压网络设定在什么位置比较合适呢?

　　图2EN使能输出曲线

l如曲线①所示，输入电压较低时就达到了VEN的使能阈值，使能芯片输出，此时输出受到输入波动的影响且上电缓慢，影响了后级电路的工作稳定性;

l如曲线②所示，输入电压VIN上升到70%~80%的时候，VEN才到达使能阈值，此时芯片输出摒除了输入电源的不稳定阶段，上电迅速，输出平稳，减小了输入电压波动的影响;

l同时预留了20%~30%的余量避免了输入电源波动导致输出关闭的问题;

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引言

照明LED具有功耗低、寿命长、对环境影响小、效率高的优点，使得LED技术变得越来越受欢迎。在功率转换器中，电解电容具有较低的成本和优良的性能，通常被用于稳定瞬时输入和输出功率。然而，电解电容器使用寿命相比其他器件更短，研究表明，在LED驱动电源故障中，以电解电容失效故障最为普遍，电解电容的寿命通常为5 000 h/105 ℃，其一直以来都是电源产品寿命的瓶颈。因此，电解电容器对于保证LED照明装置的预期寿命非常重要。为此，人们提出各种各样的解决方案来去除大体积、短寿命的电解电容。但是转换器的输出节点上会造成了120 Hz的纹波电流，为减少120 Hz脉动成分,可以使用并联LC滤波器。这里面的电解电容不仅会增加成本，还要求过多的印刷电路板空间。现有技术包括：(1)对驱动电源的输入电流波形进行调制，通过降低输入脉动功率的峰均比来减小输入、输出功率的不平衡；(2)采用大电感和较大尺寸的薄膜电容来平衡输入、输出功率之间的差值，虽然取得了一定的效果，但无源储能元件的体积大、重量重；(3)增大纹波和向输入电流加入三次和五次谐波,从而实现去除电解电容目的。这些方法是对现有控制或功率电路进行改进，其思想大致可以分两类: 一是保留原来的拓扑，对控制方法进行改进; 二是构造新的电路拓扑。

为了实现PFC（Power Factor Correction）和DC-DC转换的同时性，去除在单级电源下低频产生的闪烁现象，有人提出了能量储存装置。采用双向转换器替代大容量储能电容器。此方案的缺点是输出能量被转换三次才送至输出端。还有人提出了在功率因数和所需输出电容之间平衡的设计。然而，这个方案是以牺牲输入电流谐波和功率因数性能来达到目的[1]。在文献[2-5]中使用多个开关的单级拓扑结构，在输出级使用双向降压-升压电路来吸收PFC转换器脉动电流中的交流分量，通过在电源电路中使用多个快恢复二极管来实现交换技术，文献[6-7]讨论了采用耦合电感的PFC技术，PFC开关需要处理PFC电感电流和LED电流，开关需承受非常大的电流和电压，这使得效率很低。本文提出无电解电容的反激变换器方案，使用一个双向Buck-Boost纹波电流消除电路，使用容量小的薄膜电容同样使输出纹波电流非常小，双向Buck-Boost转换器调节输入来维持输出功率恒定。

1 电路结构与原理

 如图1所示，开关Q2使反激变换器工作在DCM模式下实现PFC的功能；Q1和Q3彼此补充。L1和C1作为双向降压-升压转换器的存储装置，而C2和L2组成了输出电流的高频滤波器。其中Lm为初级绕组侧电感，此耦合电感是电路的关键组成部分，它具有两个主要功能：(1)它在一个线周期内将所需能量的一部分反馈给直流母线电容器从而可以减小纹波抑制电容；(2)串联连接的电感Lm和开关Q2在LED的输出端提供了一个高频脉动电流。当输入功率Pin低于输出功率Po时，工作原理可分为四种状态。当输入功率Pin高于输出功率Po时，除了iL1的电流反方向流动外，工作原理与输入功率Pin低于输出功率Po情况类似。

设输入电压为：

在一个开关周期内，该变换器存在四种开关模态，其工作情况描述如下。

状态1[t0～t1]：当t=t0时，打开Q2和Q3，关闭Q1，输入的能量Vin被存储在Lm中，然后CO释放能量给LB和LED，该状态在t=t1关闭Q2时结束。

状态2[t1～t2]：当t=t1时，关闭Q2，保持Q3接通，关闭Q1，并且DS也是导通的，被存储在Lm中的能量释放给CO、LB和LED，该状态在t=t2时Lm完全放电时结束。

状态3[t2～t3]：当t=t2时，保持Q3接通，保持Q1和Q2断开，CO释放能量给LB和LED，该状态在t=t3时关闭Q3打开Q2时结束。

状态4[t3～t4]：当t=t3时，保持Q3接通，保持Q2和Q1断开，CO释放能量给LB和LED，该状态在t=t4时关闭Q3打开Q1时结束。

2 无电解电容实现

当单级电源已经实现了很高的功率因数时，在LED电源的输入端和输出端之间就会存在能量之间的平衡。为了适应这一能量的差异，一个大容量电容不可缺少，电解电容器的寿命大大限制了LED电源的使用寿命，因此消除电解电容器是很有意义的。

图2显示了在半个线周期内电源的输入输出侧双方存在能量的不平衡。这种能量的不平衡由PFC输出端的低频纹波电流显示出来。LED电源的全部能量几乎都是由Vo1输出来的。能量的不平衡和电压波动的关系可以由式(4)表示：

对于一个输出功率10 W的电源在60 Hz线频率下半个周期内的不平衡能量Eimbalance是0.027 3 J。Vo1允许有9 VP-P的低频纹波电压，因此所需的输出电容可以低于55 μF。这个电容可以用陶瓷电容代替电解电容。在前期实验中，可以用3个20 μF陶瓷电容器替代，并连接到输出电压Vo1端。

3 输入电流分析和电路特性

在电路的输入端，PFC通过Lm在断续工作模式(DCM)进行控制。基本的，通过二极管D2的电流会随着直流母线电压vdc包络变化而变化。用Vp和fL代表输入电压峰值和线路频率，则校正电压vr由式(6)表示。放电部分占空比d由式(7)给出。

通过D2的平均电流由式(8)给出，ipk2由式(9)给出，平均输入电流可以由式(10)给出，它表明输入电流的形状受到Vp和Vdc的比例影响。当Vdc接近Vp时，输出电流变得更加扭曲。

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