透过电感损耗看电源功耗，计算一点不复杂-电路图讲解-电子技术方案

 

1、概述

电源的功耗是多方面的，包括开关损耗、输入/输出电容损耗、控制器静态功耗以及电感损耗。本文主要介绍 算起来很简单的电感损耗。电感损耗包括两方面：其一是与磁芯相关的损耗，即传统的铁损；其二是与电感绕组相关的损耗，即通常所谓的铜损。

 

Total Power Dissipation（W）= CopperLoss + CoreLoss

CopperLoss =  I_RMS²* R_DC(mΩ)/1000

 

CoreLoss一般通过查厂商的表格得出。

 

某主板上的开关电源照片

 

2、计算方法

以Pulse的PA1513NL系列的电感为例，采用PA1513NL.321NLT。在其官网上下载到的datasheet如下。基本的参数为：电感值为320nH,直流电阻为0.53±11.3%。

 

 

在设计中，我们将这个电阻用在了开关频率为600kHz,负载电流 I_LOAD为30A的BUCK电路中，其中Iripple=30%*I_LOAD。

 

根据以上公式，可以很容易计算出最大的铜损为：

CopperLoss =  IRMS2* RDC(mΩ)/1000  =（30A）2 *(0.53*111.3% mΩ）/1000 = 0.531W

 

关于最大铁损，先要计算出△B：(因为电感值误差是一个曲线，所以用normal值计算)

△B = .23* L(nH)* △I = 0.23 * 320（nH）* 30% * ILOAD = 662.4 

由于开关电源工作在600KHz的频率下面，查表可以得到铁损大概在0.18W左右。

 

那么总的损耗如下：

Total Power Dissipation（W）= CopperLoss + CoreLoss = 0.711W

 

通过查表，可以得到电感在正常工作的情况下，温升大概是45摄氏度。

 

 

 

评估电感的损耗主要作用是，一是看电感的损耗是否会引起电感过热的情况，导致电感值下降甚至损坏；第二个作用是用来调整电感的参数，提升整个电源转换系统的效率。

 

3、关于CoreLoss

其实很多电感公司的datasheet上都没有给出CoreLoss的计算方法以及曲线，如果这样的话，计算铁损就几乎成为一个不可能事情了。对于这个情况，有两个建议。

 

如果这个电感是用在很大电流的并且比较关键的设备中的话，那么电感请选有提供铁损的供应商，比如Pulse，Wurth，JW Miller等；

如果是在电流比较小或者开关频率比较低的场合，一般铁损并不是关键因素。那么先评估铜损是否OK，留有一定的裕量，如果在后续的测试中发现电感过热的话，想办法降低电源的开关频率，或者采用DCR小一点的电感。

 

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48V-12V双电池电源系统正广泛用于轻度混合动力电动车。车辆的动态运行条件可能需要在两个电池轨道之间来回传送高达10kW的电功率。由于行使中的车辆其运行操作情况多种多样，实时控制一个方向或另一个方向上的功率流需求是一个相当复杂的任务，要求其数字控制方案具有智能性。因此，当领先的汽车制造商和一级供应商开始开发48V-12V双向电源转换器时，大多数都采用了全数字方法。

全数字解决方案成本昂贵，因为它们需要许多离散的模拟电路。这些模拟电路包括精密电流检测放大器、功率MOSFET栅极驱动器、监视和保护电路等。由于电路板上的设备数量庞大，离散解决方案显得笨重且不够可靠。为了减小解决方案尺寸和降低成本，同时提高性能和系统级可靠性，部分一级供应商正在寻找一种混合架构，其微控制器处理更高级别的智能管理，而高度集成的模拟控制器实现电源转换器级。这篇博文将讨论如何确定这种模拟控制器最合适的控制方案。

表1总结了不同控制方案的优点和缺点。

 

表1：控制方案比较      

A48V-12V双向转换器通常必须具有高精度的电流调节（优于3％），以便精确地控制从一个电池轨到另一个电池轨传输的功率量。由于高功率，系统通常需要交错并行操作中的多相电路，以共享总负载，并且共享应当在各个相之间均衡。因此，电压控制模式不适合，因为其不能实现多相共享。

基于电感电流峰值生成脉冲宽度调制（PWM）信号的峰值电流模式控制方案可实现多相共享。然而，共享平衡很大程度上受功率电感器公差的影响。功率电感器通常具有±10％的公差，并导致显著的共享误差，从而导致不同相位的失衡功率耗散。更糟的是，电感的峰值电流具有与DC电流的固有误差，导致电流调节较不精确，进而导致功率输送不太准确。

传统的平均电流模式控制方案解决了峰值电流模式控制的电流误差问题，因为它调节了平均电感电流，并消除了电感公差对电流调节的影响。然而，电厂传递函数随着工作电压和电流条件而变化，并且双向操作需要两种不同的环路补偿。

为了克服常规平均电流模式控制方案的挑战并简化实际电路实现，TI为48V-12V双向转换器工作开发了创新的平均电流模式控制方案，如图1和表1所示。功率级包括：

·高侧FET（Q1）。

·低侧FET（Q2）。

·功率电感器（Lm）。

·电流检测电阻（Rcs）。

·两个电池，一个在HV端口，另一个在LV端口。

控制电路包括：

·增益为50的电流检测放大器，通过方向指令DIR（“0”或“1”）进行方向转向。

·跨导放大器用作电流环路误差放大器，在非反相引脚施加参考信号（ISET），以设置相位直流电流调节值。

·PWM比较器。

·与HV-Port电压成比例的斜坡信号。

·由DIR控制的转向电路，用于施加PWM信号以控制Q1或Q2作为主开关。

·COMP节点处的环路补偿网络。

Rcs感应电感电流，且信号被放大50倍。该信号被发送到跨导放大器的反相输入，导致COMP节点处的误差信号，该节点也是PWM比较器的非反相输入的节点。比较误差信号和斜坡信号产生PWM信号。由DIR命令控制，PWM信号可控制Q1进行降压模式操作，并强制电流从HV端口流向LV端口，或当发送到Q2时，反转电流流动的方向。

 

图1：TI专用平均电流模式控制方案的双向电流转换器

 

表2：变流器功率装置传递函数（KFF是斜坡发生器系数；Vramp = KFF×VHV-端口；Rs是沿着功率流路径的有效总电阻，不包括Rcs）

表2所示为新控制方案的优点。电厂传递函数对于双向操作是相同的，它是一阶系统。此外，传递函数与诸如端口电压和负载电流水平的操作条件无关。因此，应用单个II型补偿网络将在所有工作条件下始终稳定双向转换器，大大简化了实际电路的运用，并提高了性能。

TI的专有平均电流模式控制方案适用于汽车48V-12V双向电流控制器。它需要单个II型补偿网络来覆盖双向操作，而不需要考虑运行条件如何。电流调节精度——尽管存在电感公差，均匀共享高功率的多相并联操作等，—— 将大大简化高性能的双向转换器设计。TI在LM5170-Q1多相双向电流控制器中实现了这种控制方案。阅读博文“双电池系统中的汽车48V和12V电源互联”，了解如何克服设计混合电动车电源的挑战。

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