紧凑的 PCB 面积内也可实现高功率的数字控制与遥测功能-原理图|技术方案

引言

对于任何人来说，数字电源系统管理 (DPSM) 在通信和计算机行业内的持续采用，在很大程度上继续由位于其系统架构核心的 20nm 以下 ASIC 和 / 或 FPGA 所需之高电流水平驱动都是不足为奇的。我们以下一代数据中心交换机中使用的最新 ASIC 为例来说明；它们为那些传输 100Mbit/s 至 100Gbit/s 以太网和 32Gbit/s 光纤通道流量的端口实现了一组更加灵活的接口。这使得能够把较高密度的 100G 端口放入单个机架单元中。除此之外，这些 20nm 以下工艺还允许把超过 20Mbyte 的存储器置于 ASIC 自身之上，从而有可能免除增设外部存储器的需要，并节省电路板空间及成本。

然而，此类通信设备的系统架构设计师正被迫提高其系统的数据吞吐量和性能，也在被迫增加功能和特性。与此同时，他们也面临着降低系统总体功耗的压力。例如，一个典型的挑战便是通过重新安排工作流程，将作业转移到未充分利用的服务器上，从而允许其他服务器关机，以此降低总体功耗。为了满足这些需求，知道最终用户设备的功耗是至关重要的。于是，一个设计得当的数字电源管理系统能为用户提供功耗数据，从而允许智能地做出能量管理决策。这是对数据中心的一项关键的要求，这里，负责控制内部环境温度之 HVAC 系统的电力成本是很重要的。在现实中，此类成本每个月可达几百万美元。

系统挑战

当数字电源正确使用时，它能够降低设备功耗、缩短产品上市时间、拥有卓越的稳定性和瞬态响应、并提高整体系统可靠性。

DPSM 一项主要的优势是能够降低设计成本和加快产品上市进程。采用一种具有直观图形界面 (GUI) 的综合开发环境，即可以高效地开发复杂的多电压轨系统。另外，此类系统还可利用 GUI 而不是在 “白色导线” 固定点上进行焊接来实现更改，从而简化了在线测试 (ICT) 和电路板调试工作。另一个益处是，由于有实时遥测数据可用，因此可预测电源系统的故障，并采取预防性措施。也许最重要的是，具数字管理功能的 DC/DC 转换器允许设计师开发 “绿色” 电源系统，这种系统可满足目标性能要求 (计算速度、数据速率等)，而且在负载点、电路板、机架甚至安装级上的能量消耗极少，从而降低了基础设施成本和产品整个寿命期的总拥有成本。

许多电信和数据通信系统通过一块 48V 背板供电。一般将该电压降压至一个较低的中间总线电压 (通常为 12V 至 3.3V)，以为系统内部的电路板支架供电。然而，这些电路板上的大多数子电路或 IC 需要在 1V 以下到 3.3V 的电压范围和几十毫安至几百安培的电流范围内工作。因此，为实现从中间总线电压至子电路或 IC 所需之期望电压的降压，负载点 (PoL) DC/DC 转换器是必要的。这些电源轨对于排序、电压准确度、裕度调节和监控具有严格的要求。

在一个电信系统中会有多达 50 个 PoL 电压轨，而且系统架构设计师需要一种相对于其输出电压、排序和最大可容许电流来管理这些电压轨的简单方法。某些处理器要求其 I/O 电压在其内核电压之前上升，另一种情况是某些 ASIC 和 DSP 要求其内核电压的上升先于其 I/O 电压。断电排序也是必要的。设计师需要一种做出变更以优化系统性能和为每个 DC/DC 转换器存储一种特定配置的简易方式，旨在简化设计工作。

此外，为避免昂贵的 FPGA、ASIC 和 DSP 遭遇过压情况的可能性，高速比较器必须监视每个电源轨的电压电平，并在某个电源轨超出其规定的安全工作限制范围时立即采取保护性措施。在数字供电型系统中，当出现某种故障时可通过 PMBus 警示线路通知主机，并且能够把相关的电压轨关断以保护 FPGA 等受电器件。实现这种保护等级需要合理的准确度和大约几十微秒的响应时间。

由于要面对这些挑战，因此凌力尔特决定开发一个 PSM 产品线，其包括具集成型功率 FET 栅极驱动器和丰富齐全之电源管理功能 (通过基于 I2C 的 PMBus 来使用) 的同步降压型 DC/DC 控制器。这些功能包括高精度基准和可提供 ±0.5% DC 准确度的温度补偿型模拟电流模式控制环路、经过校准以不受工作条件之影响的简易型补偿、逐周期电流限制、快速和准确的均流、以及针对线路电压和负载瞬变的响应，并不存在任何与 ADC 量化相关联的误差，此类误差是采用 “数字” 控制之产品中所常见的。该产品线的某些产品还内置了可提供输入和输出电压及电流、占空比和温度之数字回读的 16 位数据采集系统。另外，还整合了通过一个中断标记及一个 “黑匣子” 记录器 (其负责存储发生某种故障之前的转换器工作状况) 实现的故障记录功能。最后，多电源轨系统的开发工作借助凌力尔特的 LTpowerPlay® 开发软件和 GUI 界面得到了简化。

针对复杂问题的简单解决方案

那么，为给其最终产品配置一款数字电源系统管理解决方案，系统架构设计师必须做些什么呢? 主要目标之一将是设计一个系统，以便能够通过一根数字通信总线容易地对其实施配置和监视。这将通过使用下面三者之一来实现：I2C、SMBus 或 PMBus。这些总线的任一种都能启用按需遥测能力以设定、监视、变更和记录系统内任何 PoL 转换器配置的电源参数。这样一个系统的简化瞬像示于图 1。

图 1：典型数字电源系统管理系统配置

在该例中可见，PoL 转换器示出了 3 种不同的拓扑配置。在该图的上部，一个电源系统管理器芯片与一个传统的 DC/DC 转换器一起使用。DC/DC 转换器可以是任何拓扑并具有任何集成度，因为电源系统管理器将允许利用通信总线对其进行接口、控制和监视。位于该图中部的 PoL 转换器显示了一种增加的集成度，即：DC/DC 转换器内置了电源系统管理功能电路 (在同一个封装中)。最后，该图中最下面的那个 PoL 转换器是一款紧凑型模块，它把电源系统管理器、DC/DC 转换器以及所有其关联的外部组件整合成单个 IC (凌力尔特把它们称为µModule® 稳压器)。

凌力尔特的µModule DC/DC 稳压器可提供一种同时提供高功率输出和 DPSM 功能的简单和有效之方法。由于可容易地通过并联多个 µModule 稳压器以提供高电流输出 (各个通道彼此之间的电流匹配准确度标称值在 1% 以内)，从而降低了产生热点的可能性。而且，只有其中一个 µModule 稳压器必需具备 DPSM 能力，原因是即使并联的 µModule 未内置固有的 DPSM，它也能提供完整的数字接口。图 2 示出了一个 LTM4677 (36A DPSM µModule) 与 3 个 LTM4650 (50A µModule) 相并联的应用电路原理图。

图 2：一个 LTM4677 DPSM 模块与三个 LTM4650 模块的组合可从一个标称 12V 输入提供 186A 和 1V 输出

用于 DPSM 产品的 LTpowerPlay 通用型 GUI

采用 DPSM 产品构建之系统的一个主要优势在于：借助合适的 GUI 可以容易地与系统内部的每个个别 PoL 转换器进行通信。因此，从一开始凌力尔特就决定开发一款作为完整开发平台的 GUI，该 GUI 可容易地与凌力尔特在其 DPSM 产品库中提供的所有不同类型产品一起使用，即基于 LTpowerPlay 窗口的开发环境。该软件不仅使得能够容易地同时控制和监视多个支持 PMBus 的凌力尔特器件，而且还允许通过把系统参数下载到个别器件的内部 EEPROM 实时地完成 DC/DC 转换器配置的更改。这通过允许利用软件来调整系统配置 (而不是求助于用焊烙铁换出组件并重新进行电路板布线的费时传统！) 缩短了设计开发时间。但事情还不止于此，一旦在现场部署了某个终端系统 (例如：数据中心)，则监管员通过一个采用该 GUI 的适用接口简单地更新 PoL 转换器的工作参数可实时地调整系统。图 3 示出了用户询问其系统时将会看到凌力尔特 LTpowerPlay 功能控制页的典型屏幕截图。

凌力尔特所有的 PMBus 产品均由该软件开发系统提供支持，它能够在初始开发阶段及随后在用户现场实施安装时帮助设计人员快速完成系统的调试。其可简便快捷地实现电源电压、限值和排序的监视、控制和调整。而且，采用几个标准的 PMBus 命令还可以容易地完成生产裕度测试。

图 3：LTpowerPlay GUI 之典型功能控制页屏幕截图的瞬像

结论

在当今的数据通信和电信系统中具备 DPSM 功能可为系统架构设计师提供一种简单和强而有力的方法，仅使用 4 个 µModule 稳压器就能为最新的 20nm 以下 ASIC 和 FPGA 之 1.xV 内核电压提供 180W 以上的功率。如图 2 所示，通过以一种多相配置组合使用 LTM4677 和 3 个 LTM4650，不仅节省了昂贵的 PCB 面积资源，还由于其整体工作效率之高而减少了所需的冷却量。此外，DPSM 的软件可编程性还显著地缩短了通常与这种努力相关联的调试时间。这降低了基础设施成本和产品整个寿命期的总拥有成本。虽然这没有调试硬件系统时采用电烙铁重新布线之传统方法的那些乐趣，但是其方便而且节省时间的特性非常引人注目而不容忽视。

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现代直接数字频率合成器(DDS)通常利用累加器和数字频率调谐字(FTW)在累加器输出端产生周期性的N位数字斜坡（见图1）。 此数字斜坡可依据公式1定义DDS的输出频率(fO)，其中fS为DDS采样速率（或系统时钟频率）。    (1)     DDS给定时，组成FTW的位数(N)定义了fO的最小可能变化，这发生在FTW值仅更改最低有效位(LSB)时。 也就是说，FTW中的1 LSB变化定义了DDS的调谐分辨率。 例如，N = 32的DDS的调谐分辨率高于N = 24的DDS。为了证实DDS的极佳调谐能力，以AD9912为例，N = 48产生的调谐分辨率为1/248（即1/281,474,976,710,656）。 事实上，fS = 1 GHz时，AD9912产生的频率调谐分辨率约为3.6 µHz (0.0000036 Hz)。     若DDS的FTW为N位，细看图1可知，累加器输出端的位数(N)和角度转幅度模块输入端的位数(P)之间存在明显的差异，即P ≤ N。这种差异会导致DDS输出频谱中出现相位截断杂散。   知道给定DDS的P值对预测相位截断杂散非常重要。 本应用笔记介绍了一种用于计算特定相位截断杂散的频率和幅度的方法，尤其适合给定FTW的主相位截断(PPT)。    

 图1. DDS功能框图   相位截断 累加器和FTW组成DDS的频率控制元件。 但是，除了频率控制元件外，DDS还具有将N位累加器输出从相位值转换为幅度值的角度转幅度模块。 角度转幅度模块占据了DDS数字电路的很大一部分。 因此，通过增大N来提高DDS的调谐分辨率会大幅增加角度转幅度模块所需的电路数。 同样，将所有N位相位信息转换为幅度不太实际。 如图1所示，实际DDS使用累加器位的子集进行相位幅度转换，即P最高有效位(MSB)。 这种位截断会大幅减少角度转幅度模块所需的电路数。 但代价是需要在DDS输出端引入可能的频谱伪像（具体而言就是相位截断杂散）。   相位截断杂散 根据定义，按P = N设计的DDS没有相位截断。 因此，其输出频谱中没有相位截断杂散。 但是在实际DDS中，P < N，这会产生相位截断。    有三类相位截断杂散： 一阶、二阶和三阶。 这几个分类源于DDS中相位幅度转换器和数模转换器(DAC)的级联组合的频谱特性。 图2结合图形说明将傅里叶变换技术应用于角度转幅度模块（带P位相位输入）和呈现谐波失真的非理想DAC所产生的谱线。 一般而言，频谱由2P个频率构成，指数范围为0至2P − 1，分类详情如表1。

 图2. 角度转幅度模块和DAC的频谱特性   主相位截断(PPT)杂散 每阶（一阶、二阶和三阶）的许多相位截断杂散可能在DDS的输出频谱中出现，具体取决于FTW的特定值。 本应用笔记重点介绍最大的一阶杂散，即PPT杂散。   由于DDS输出是从相位采样生成波形的结果（即累加器输出），因此DDS输出频谱遵循奈奎斯特采样理论的规则。 输出频谱显示为两个完全相同的频谱，每个频谱跨越采样频率(fS)一半的频率范围。 这两个频谱是彼此的镜像，反映奈奎斯特频率(fS/2)。 同样，PPT杂散将其自身表示为两个杂散。 一个PPT杂散出现在0 Hz和fS/2之间，另一个作为其镜像出现在fS/2和fS之间。   请注意，尽管两个PPT杂散是最大的一阶相位截断杂散，但整体而言，这些杂散可能不是最大的相位截断杂散。 由于相位截断杂散在DDS输出频谱中的分配机制，部分二阶相位截断杂散的幅度可能大于PPT杂散。   我们无法预测二阶或三阶相位截断杂散的幅度。 二阶相位截断杂散幅度取决于DAC的谐波失真特性，这些特性因器件而异。 三阶相位截断杂散幅度与量化误差相关，而量化误差基本上是随机的。    

 表1. 图2中显示的频率分类   最右侧的非零位 计算PPT杂散的幅度和频率位置需要知道以下参数：   •DDS采样速率(fS)   •两个DDS参数：N和P   •FTW的特定值   对于给定应用，N和P固定，fS通常为恒定值。 相反，FTW完全可变，控制fO的值（详见公式1）。FTW的值不仅控制DDS输出频谱中fO的位置，而且控制相位截断杂散的位置。 事实上，对于DDS输出频谱，给定FTW的最重要特性是以二进制形式表示时的尾随零数量。 尾随零数量定义了重要参数L，即FTW最右侧非零位的位置。   FTW中的L位位置取决于FTW的特定值（切记，FTW的值依据所需DDS输出频率而变化，详见公式1）。 这种依赖性非常大，因为任意给定FTW的L位位置决定相位截断杂散在DDS输出频谱中的分配方式。   对于任意给定FTW，图3演示了如何找到L的值。首先，将FTW转换为二进制。 然后，将指数值分配给FTW位，MSB的起始指数值为1。图3为一个32位FTW的示例；因此，指数范围为1至32。L值是值为1的最后一位的指数（从MSB向LSB读）。 图3中的FTW值为0x0036e580（十六进制），因此，采用本协议时，此特定FTW的L的值为25。   给定FTW的L的值最为重要。 首先，L决定相位截断杂散是否出现在DDS输出频谱中。 若L ≤ P，则没有相位截断杂散。 若L > P，则包括PPT杂散在内的相位截断杂散出现在DDS输出频谱中。 其次，L和P的值可确定PPT杂散的幅度和频率（假定L > P）。   PPT幅度   两个PPT杂散具有相同的幅度（见公式2）。 若已知特定FTW的值和给定DDS设计的P值，两个PPT杂散的幅度为：           

 其中，PPT幅度的值以dBc为单位： 与频率为fO时主DDS输出信号的幅度相关的分贝。   请注意，公式2中的两个正弦函数的参数以弧度为单位。 例如，假设DDS的P = 19，FTW如图3所示，则使用公式2得到的PPT杂散幅度为−114.38789 dBc。                                          

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