采用LCC拓扑实现宽输出范围LED驱动电源-原理图|技术方案
江万春 英飞凌科技应用中心 FAE主任工程师
钱家法 英飞凌科技应用中心 FAE经理
1. 引言
近年来，LED光源要求LED驱动器支持越来越宽的输出电压范围（比如25%-100%）以及输出电流范围（比如1%~100%，甚至0.1%-100%），以实现更宽的调光范围。为了提高LED驱动电源的通用性，要求使用同一个驱动电源支持不同的LED光源。同时要求线路简单，低成本，高效率，高可靠性，长寿命等。
采用16脚封装，集成PFC和半桥谐振控制器的ICL5101，并使用LCC拓扑很好的实现了以上目标，它的高集成度可减少外部元件数量，非常合适结合LCC高性能的优势。实现了极宽的输出电压电流范围（电压25%-100%， 电流0-100%），并且满载效率超过93%，同时电路简单，成本低。由于LCC的特性，它也可以实现无次级电流反馈恒流。
2. LLC与LCC拓扑的输出范围
为了应对输出灯珠数和驱动电流的多样性，减少LED驱动电源的项目数目，需要尽可能的提高驱动电源的通用性，对输出电压电流范围就要求比较宽。
目前大功率恒流LED驱动电源的设计，比较常见的软开关拓扑是LLC，它的输出V-I特性如图-1所示。从图中可见，LLC拓扑的输出电压、电流范围下限都比较高。随着用户对调光要求的越来越高，LLC拓扑的这种输出特性的局限性也越来越明显。如果输出直接恒流，LLC拓扑在恒流时的电压不能够达到很低，即对灯珠个数的适应性有较大局限性；当需要对电压相对固定的特定灯串时进行调光的时候，调光电流在相对较窄的频率范围内不能达到比较低范围。如果需要做到深的调光深度，往往需要间歇工作以达到小的平均电流，甚至采用额外一级DC/DC电流来实现，产生额外的纹波电流或增加系统成本及降低效率。
一种更有优势的拓扑LCC被提出，在相对较窄的频率范围内，它可以将输出电压和电流的下限降低，如果图-1的箭头所示。降低后将会达到图-2所示的范围，输出电压和电流的下限几乎可以到达零，极大的提高了驱动电源的适应性。
3. LLC与LCC拓扑和一些输出特性
图-3和图-5分别是LLC和LCC的拓扑图，LCC拓扑相对LLC只是将于负载并联的电感换成电容，最后是由一个电感，一个串联的电容，一个与负载并联的电容构成。
图-4和图-6分别是LLC与LCC的输出电流随频率的变化曲线，不同曲线代表不同负载电阻条件。
两图中虚线是恒流轨迹线，当负载电阻变化时，工作频率需要做相应的变化使得电流保持稳定不变，从图-4中可以看出，采用LLC拓扑实现恒流输出时，不同负载线之间的间隔较大，意味着频率变化较大。而从图-6中可以看出，采用LCC拓扑实现恒流输出时，不同负载线之间的间隔比较紧密，意味着频率变化较小。也就是说，LCC拓扑实现恒流时，频率随负载变化的范围比LLC的要小很多。
同样可以做类似分析，当固定输出电压时做调光应用，LCC同样可以比LLC实现更小的频率变化范围，而且电流调节深度更深。
另外输出短路的性能对驱动电源来说也是一个非常重要的指标，对LLC拓扑来说，负载电阻减小至短路时，由于其与Lm并联，谐振腔阻抗的感性部分将会减弱，容性将会增强而容易进入容性区，导致开关管容易出现硬开关（在最低工作频率小于谐振频率时）。而对LCC拓扑来说，负载电阻减小至短路时，由于其与Cp并联，谐振腔阻抗的容性部分将会减弱，感性将会增强，电路仍然工作在安全的感性区。LCC的最小工作频率会设计大于（甚至远大于）串联电感和串联电容的谐振频率以保证电路工作在感性区实现ZVS，输出短路的时候，频率会减小，但会被限制在最小工作频率。通过合理地设计谐振腔，短路电流可以做到稍大于额定输出电流,比如110%-120%。
从图-6可以看到，存在着某一个频率点，这个频率是谐振电感与两个电容都是串联时的谐振频率，不同负载电阻变化时，电流会汇聚在一个固定点。说明如果电路工作在这个频率时，输出电流无需电流采样作为反馈而自然实现恒流。利用这个特点，可以省略电流采样和反馈电路，使得整体电路更具有成本竞争性，甚至可以与“PFC+反激”的拓扑竞争，使其有竞争力的功率应用范围变得更广，小到30W，大到300W。
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开关电源产品日趋要求小型、轻量、高效率、低辐射、低成本等特点，增大开关电源产品的功率密度，可以通过提高其工作频率来实现，但高频化产品会产生一系列工程问题，从而限制了开关频率的提升。
开关电源产品在市场的应用主导下，日趋要求小型、轻量、高效率、低辐射、低成本等特点满足各种电子终端设备，为了满足现在电子终端设备的便携式，必须使开关电源体积小、重量轻的特点，因此，提高开关电源的工作频率，成为设计者越来越关注的问题，然而制约开关电源频率提升的因素是什么呢？
一、开关频率的提高，功率器件的损耗增大
1、开关管限制开关频率的因素有哪些？
a、开关速度
MOS管的损耗由开关损耗和驱动损耗组成，如图1所示：开通延迟时间td(on)、上升时间tr、关断延迟时间td(off)、下降时间tf。
图1
以FAIRCHILD公司的MOS为例，如表1所示：FDD8880开关时间特性表。
表1
对于这个MOS管，它的极限开关频率为：fs= 1/(td(on)+ tr+ td(off)+ tf) Hz=1/(8ns+91ns+38ns+32ns) =5.9MHz，在实际设计中，由于控制开关占空比实现调压，所以开关管的导通与截止不可能瞬间完成，即开关的实际极限开关频率远小于5.9MHz，所以开关管本身的开关速度限制了开关频率提高。
b、开关损耗
开关导通时对应的波形图如图2(A)，开关截止时对应的波形图如图2(B)，可以看到开关管每次导通、截止时开关管VDS电压和流过开关管的电流ID存在交叠的时间(图中黄色阴影位置)，从而造成损耗P1，那么在开关频率fs工作状态下总损耗PS= P1 *fs，即开关频率提高时，开关导通与截止的次数越多，损耗也越大。
图2
总结：开关速度、开关损耗是限制开关频率的两个因素。
1、变压器的铁损限制了频率的提高
变压器的铁损主要由变压器涡流损耗产生，如图3所示，给线圈加载高频电流时，在导体内和导体外产生了变化的磁场垂直于电流方向(图中1→2→3和4→5→6)。根据电磁感应定律，变化的磁场会在导体内部产生感应电动势，此电动势在导体内整个长度方向(L面和N面)产生涡流(a→b→c→a和d→e→f→d)，则主电流和涡流在导体表面加强，电流趋于表面，那么，导线的有效交流截面积减少，导致导体交流电阻(涡流损耗系数)增大，损耗加大。
图3
如图4所示，变压器铁损是和开关频率的kf次方成正比，又与磁性温度的限制有关，所以随着开关频率的提高，高频电流在线圈中流通产生严重的高频效应，从而降低了变压器的转换效率，导致变压器温升高，从而限制开关频率提高。
图4
二、开关频率的提高，EMI设计、PCB布局难度增大
假设上述的功率器件损耗解决了，真正做到高频还需要解决一系列工程问题，因为在高频下，电感已经不是我们熟悉的电感，电容也不是我们已知的电容了，所有的寄生参数都会产生相应的寄生效应，严重影响电源的性能，如变压器原副边的寄生电容、变压器漏感，PCB布线间的寄生电感和寄生电容，会造成一系列电压电流波形振荡和EMI问题，同时对开关管的电压应力也是一个考验。
要提高开关电源产品的功率密度，首先考虑的是提高其开关频率，能有效减小变压器、滤波电感、电容的体积，但面临的是由开关频率引起的损耗，而导致温升散热设计难，频率的提高也会导致驱动、EMI等一系列工程问题。
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