6 通道射频遥控器采用 CC2500 射频收发器模块和 microchip 的 PIC16F1847 微控制器设计。发射器配有 6 个轻触开关、4 个...
RTD 传感器信号调理电路
接线图
2024年10月20日 19:24 55
admin
使用分压器进行 RTD 测量
可以使用简单的电阻分压器将 RTD 电阻的变化转换为电压信号。图 1 显示了铂 RTD 的典型电路图。图中的 Pt1000 表示在 0 °C 时标称电阻为 1000 Ω 的铂 RTD。
图 1.铂 RTD 的示例电路图。
与大多数电阻式传感器一样，RTD 传感器响应测量物理量的变化时变化的百分比相对较小。考虑到这一点，Pt1000 的温度系数约为 3.85 Ω/°C。让我们看看节点 A 处的电压变化有多大。
假设我们需要以 0.2 °C 的分辨率测量温度，这可能是一个相对苛刻的要求。如果温度从 0 °C 变为 0.2 °C，传感器电阻将从 1000 Ω 增加到 1000.77 Ω。这会导致节点 A 的电压从 1.5 V 变为 1.500577 V，计算如下：
\[V_{A}=\frac{R_{rtd}}{R_{rtd}+R_{1}}\times V_{exc}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}=1.500577V\]
因此，温度改变 0.2 °C 会使节点 A 的电压改变约 577 μV。我们可以直接测量 V A来确定 RTD 电阻值和温度；但是，我们的测量系统应具有足够的分辨率来检测 1.5V 信号中毫伏级的变化。将 1.5 V 除以所需的最小步长（577 μV），我们可以估算出模数转换器的无噪声计数，其结果为：
\[无噪声计数=\frac{1.5V}{577 \mu V}\approx2600\,counts\]
这相当于无噪声分辨率约为 log 2 (2600) = 11.34 位。请注意，这仅给出了 A/D 分辨率的近似值。实际要求更为严格，取决于温度计的设计温度范围。此外，我们用 3.85 Ω/°C 的恒定温度系数对 RTD 进行建模，而 RTD 实际上是非线性设备。
当今的delta-sigma (ΔΣ) 转换器可以轻松实现 11 位无噪声分辨率。因此，我们可以使用图 1 中的电路以及 ΔΣ 转换器直接数字化 RTD 两端的电压。
然而，几十年前，这种高性能数据转换器尚未面世或不经济；电路设计人员使用惠斯通电桥电路等技术进行 RTD 测量。虽然电桥电路在其他领域（例如力和压力传感应用）仍很常用，但它们很少用于 RTD 测量。尽管如此，为了完整起见，我们将在下面简要讨论电桥电路如何放宽模数转换器 (ADC) 的要求。
传统方法：使用惠斯通电桥进行 Pt1000 测量
图 2 显示了用于 Pt1000 测量的基本惠斯通电桥。
输出电压是两个分支之间的电压差。实际上，桥式电路将单端测量从简单的分压器分支变为差分测量。在这种情况下，当桥平衡时（0°C），输出为 0 V。如果温度上升 0.2°C，输出将增加到 577 μV，计算如下：
\[V_{OUT}=V_{A}-V_{B}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}-\frac{1000\times3}{1000+1000}=577\mu V\]
由于应检测到的最小变化为 577 μV，因此系统的无噪声计数可通过以下方式计算：
\[无噪声\,计数\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{步长\,大小}=\frac{0.334159-(-0.128249)}{577\mu V}\approx 802\,计数\]
这相当于 9.65 位无噪声分辨率。如您所见，基于桥式测量的整个 190 °C 温度范围内获得的 ADC 分辨率仍然比分压器方法的单次测量获得的分辨率更宽松。
RTD 应用的桥接电路限制
尽管桥式电路可以减轻 ADC 要求，但这种方法也有一些缺点。桥式输出取决于桥式配置中采用的电阻值。这种限制就是为什么需要三个精密电阻来完成桥式结构的原因。除了这个考虑因素之外，具有单个传感元件的桥式电路是非线性的。因此，除了 RTD 非线性之外，设计人员还必须补偿桥式电路的非线性响应。可以使用软件或模拟技术来线性化桥式电路，这会增加系统的复杂性。使用桥式电路时，我们还需要具有较大共模抑制的仪表放大器，以提供高且相等的输入阻抗。
由于这些限制，并且注意到现代delta-sigma 转换器可以轻松满足并超越 RTD 应用的要求，电路设计人员通常不使用桥式电路进行 RTD 测量。
使用 Delta-Sigma 转换器进行 RTD 传感器测量
图 3. 与 RTD 传感器和 ΔΣ ADC 接口的简化图
对于 22 位 ADC 和 3 V 参考电压，LSB（最低有效位）等于 \(\frac{3}{2^{22}}\approx0.72\,\mu V\)。
对于这些高分辨率 ADC，最小可检测信号通常受 ADC 内部电子噪声（例如内部电路产生的热噪声和闪烁噪声）的限制，而不是ADC 的量化噪声。如果您需要复习 ΔΣ ADC 的噪声性能，可以参考德州仪器的这一系列十二篇精彩文章。
ΔΣ ADC 的峰峰值输入参考噪声可能在微伏或更低的量级。假设 ADC 的输入参考噪声为 3 μV p-p。对于图 3 中的电路，我们可以找到 RTD 电压 Vrtd 的最大值和最小值，如下表 2 所示：
表 2.
温度（℃）电阻率(Ω)电压( V)
-40842.471.3717
1501573.251.8342
利用这些信息，我们可以计算出系统在-40°C至150°C温度范围内的无噪声计数，如下所示：
\[无噪声\,计数\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{输入相关\,噪声}=\frac{1.8342 - 1.3717}{3\mu V}=154166\,计数\]
将温度范围除以无噪声计数，我们可以得到温度测量分辨率：
\[温度分辨率=\frac{T_{max}-T_{min}}{无噪声\,计数}=\frac{150-(-40)}{154166}=0.0012°C\]
虽然这种精度水平确实令人兴奋，但应该注意的是，还有其他几个误差源阻碍我们实现如此高的性能。R 1的初始公差和温度漂移以及 ADC 失调电压和失调漂移是其中几个误差源。然而，上述计算证实，现代 ADC 的噪声性能和分辨率足以实现精密测温；然而，设计人员需要消除其他主要误差因素以保持系统精度。
请注意，在上述示例中，偏置电阻 R 1 的值相对较小。实际上，可能需要更大的电阻来限制 RTD 自热效应。
RTD 应用的比例测量
虽然本文中的不同图表使用电压源来激励 RTD，但许多 RTD 应用使用电流源来激励传感器。此外，RTD 应用通常从激励传感器的同一源获取 ADC 参考电压。这种称为比率测量的技术可最大限度地减少由传感器激励源或 ADC 电压参考的不良变化引起的误差。在下一篇文章中，我们将继续讨论并了解 RTD 应用如何从比率测量中受益。
可以使用简单的电阻分压器将 RTD 电阻的变化转换为电压信号。图 1 显示了铂 RTD 的典型电路图。图中的 Pt1000 表示在 0 °C 时标称电阻为 1000 Ω 的铂 RTD。
图 1.铂 RTD 的示例电路图。与大多数电阻式传感器一样，RTD 传感器响应测量物理量的变化时变化的百分比相对较小。考虑到这一点，Pt1000 的温度系数约为 3.85 Ω/°C。让我们看看节点 A 处的电压变化有多大。
假设我们需要以 0.2 °C 的分辨率测量温度，这可能是一个相对苛刻的要求。如果温度从 0 °C 变为 0.2 °C，传感器电阻将从 1000 Ω 增加到 1000.77 Ω。这会导致节点 A 的电压从 1.5 V 变为 1.500577 V，计算如下：
\[V_{A}=\frac{R_{rtd}}{R_{rtd}+R_{1}}\times V_{exc}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}=1.500577V\]
因此，温度改变 0.2 °C 会使节点 A 的电压改变约 577 μV。我们可以直接测量 V A来确定 RTD 电阻值和温度；但是，我们的测量系统应具有足够的分辨率来检测 1.5V 信号中毫伏级的变化。将 1.5 V 除以所需的最小步长（577 μV），我们可以估算出模数转换器的无噪声计数，其结果为：
\[无噪声计数=\frac{1.5V}{577 \mu V}\approx2600\,counts\]
这相当于无噪声分辨率约为 log 2 (2600) = 11.34 位。请注意，这仅给出了 A/D 分辨率的近似值。实际要求更为严格，取决于温度计的设计温度范围。此外，我们用 3.85 Ω/°C 的恒定温度系数对 RTD 进行建模，而 RTD 实际上是非线性设备。
当今的delta-sigma (ΔΣ) 转换器可以轻松实现 11 位无噪声分辨率。因此，我们可以使用图 1 中的电路以及 ΔΣ 转换器直接数字化 RTD 两端的电压。
然而，几十年前，这种高性能数据转换器尚未面世或不经济；电路设计人员使用惠斯通电桥电路等技术进行 RTD 测量。虽然电桥电路在其他领域（例如力和压力传感应用）仍很常用，但它们很少用于 RTD 测量。尽管如此，为了完整起见，我们将在下面简要讨论电桥电路如何放宽模数转换器 (ADC) 的要求。
传统方法：使用惠斯通电桥进行 Pt1000 测量
图 2 显示了用于 Pt1000 测量的基本惠斯通电桥。
pt1000 的惠斯通电桥测量示例。
输出电压是两个分支之间的电压差。实际上，桥式电路将单端测量从简单的分压器分支变为差分测量。在这种情况下，当桥平衡时（0°C），输出为 0 V。如果温度上升 0.2°C，输出将增加到 577 μV，计算如下：
\[V_{OUT}=V_{A}-V_{B}=\frac{1000.77\times3}{1000.77+1000}-\frac{1000\times3}{1000+1000}=577\mu V\]
在这种情况下，反映 RTD 电阻变化的所需信号不会叠加在较大的直流信号之上。输出仅包含我们要测量的信号。要确定 ADC 的无噪声分辨率，我们应考虑温度计整个温度范围内 V OUT的最大值和最小值。假设我们需要测量 -40 °C 至 150 °C 的范围。在此温度范围内，RTD 电阻从 842.47 Ω 变为 1573.25 Ω 。我们可以使用此信息确定 V OUT的最大值和最小值，如下表 1 所示：
由于应检测到的最小变化为 577 μV，因此系统的无噪声计数可通过以下方式计算：\[无噪声\,计数\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{步长\,大小}=\frac{0.334159-(-0.128249)}{577\mu V}\approx 802\,计数\]
这相当于 9.65 位无噪声分辨率。如您所见，基于桥式测量的整个 190 °C 温度范围内获得的 ADC 分辨率仍然比分压器方法的单次测量获得的分辨率更宽松。
RTD 应用的桥接电路限制
尽管桥式电路可以减轻 ADC 要求，但这种方法也有一些缺点。桥式输出取决于桥式配置中采用的电阻值。这种限制就是为什么需要三个精密电阻来完成桥式结构的原因。除了这个考虑因素之外，具有单个传感元件的桥式电路是非线性的。因此，除了 RTD 非线性之外，设计人员还必须补偿桥式电路的非线性响应。可以使用软件或模拟技术来线性化桥式电路，这会增加系统的复杂性。使用桥式电路时，我们还需要具有较大共模抑制的仪表放大器，以提供高且相等的输入阻抗。
由于这些限制，并且注意到现代delta-sigma 转换器可以轻松满足并超越 RTD 应用的要求，电路设计人员通常不使用桥式电路进行 RTD 测量。
使用 Delta-Sigma 转换器进行 RTD 传感器测量
图 3 显示了 RTD 传感器与ΔΣ ADC接口的简化图。
图 3. 与 RTD 传感器和 ΔΣ ADC 接口的简化图
对于 22 位 ADC 和 3 V 参考电压，LSB（最低有效位）等于 \(\frac{3}{2^{22}}\approx0.72\,\mu V\)。
对于这些高分辨率 ADC，最小可检测信号通常受 ADC 内部电子噪声（例如内部电路产生的热噪声和闪烁噪声）的限制，而不是ADC 的量化噪声。如果您需要复习 ΔΣ ADC 的噪声性能，可以参考德州仪器的这一系列十二篇精彩文章。
ΔΣ ADC 的峰峰值输入参考噪声可能在微伏或更低的量级。假设 ADC 的输入参考噪声为 3 μV p-p。对于图 3 中的电路，我们可以找到 RTD 电压 Vrtd 的最大值和最小值，如下表 2 所示：
表 2.
温度（℃）电阻率(Ω)电压( V)
-40842.471.3717
1501573.251.8342
利用这些信息，我们可以计算出系统在-40°C至150°C温度范围内的无噪声计数，如下所示：
\[无噪声\,计数\,=\frac{V_{OUT,max}-V_{OUT,min}}{输入相关\,噪声}=\frac{1.8342 - 1.3717}{3\mu V}=154166\,计数\]
将温度范围除以无噪声计数，我们可以得到温度测量分辨率：
\[温度分辨率=\frac{T_{max}-T_{min}}{无噪声\,计数}=\frac{150-(-40)}{154166}=0.0012°C\]
虽然这种精度水平确实令人兴奋，但应该注意的是，还有其他几个误差源阻碍我们实现如此高的性能。R 1的初始公差和温度漂移以及 ADC 失调电压和失调漂移是其中几个误差源。然而，上述计算证实，现代 ADC 的噪声性能和分辨率足以实现精密测温；然而，设计人员需要消除其他主要误差因素以保持系统精度。
请注意，在上述示例中，偏置电阻 R 1 的值相对较小。实际上，可能需要更大的电阻来限制 RTD 自热效应。
RTD 应用的比例测量
虽然本文中的不同图表使用电压源来激励 RTD，但许多 RTD 应用使用电流源来激励传感器。此外，RTD 应用通常从激励传感器的同一源获取 ADC 参考电压。这种称为比率测量的技术可最大限度地减少由传感器激励源或 ADC 电压参考的不良变化引起的误差。在下一篇文章中，我们将继续讨论并了解 RTD 应用如何从比率测量中受益。
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