图 2 显示了带有电感器的降压转换器应用。请注意，电感器的基本电路模型仅包括直流电阻和固定电感器值。直流电阻值将提供对电感器耗散的非常低的估计。有...
构建电路来测量噪声对音频信号的影响
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2024年10月22日 18:24 38
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介绍 468-4 频谱
曲线上升部分的斜率为 6 dB/octave，为一阶高通部分；下降部分的斜率为 -30 dB/octave，为五阶低通部分。
原始无源滤波器解决方案
ITU 文件还包括图 2 所示的无源滤波器电路。该电路可实现所需的响应。该文件还指出，电感器的 Q 值在 10 kHz 时必须至少为 200，并且可能需要对 C3 的值进行一些调整，以满足曲线的指定公差限值。（我们稍后将讨论公差。）
图 2 中的滤波器电路最初是在 20 世纪 60 年代末开发的，基于 20 世纪 50 年代初的早期工作，当时广播音频互连技术仍主要基于 600 Ω 迭代匹配。图 2 中的无源网络具有显著的插入损耗，因此需要额外的放大器来实现 468-4 滤波器规定的 6.3 kHz 时的 12.2 dB 增益。
现代音频系统要求
如今，已不再使用 600 Ω 匹配。相反，音频信号源的源电阻设计为 100 Ω 或更小，输入的阻抗设计为 10 kΩ 或更大。
制作满足这些阻抗目标并提供 468-4 频率响应的有源滤波器的主要方法有两种：
合并 6.3 kHz 左右的传统低通和高通有源滤波器。
利用巧妙的数学技巧从无源电路派生出有源电路。
本文的其余部分将介绍第一种方法。不幸的是，这个过程并不容易，至少部分问题在于原始频率响应规范和指定的公差。
分析 468-4 噪声滤波频谱
频率响应规格可能是通过测量实际网络获得的，该网络会受到随频率非线性变化的电感损耗的影响。在有源滤波器技术中，这无法通过添加串联和并联电阻或等效物来建模。
即使是线性模型也很复杂。其频率响应的一个公式表明，涉及六阶和五阶低通响应的总和，尽管五阶响应在 16 kHz 以上占主导地位，从 30 dB/十倍频程的梯度可以看出。无需六阶滤波器即可满足规格，但滤波器效果最大的位置的容差较小。
一阶高通和五阶低通滤波器的电路是众所周知的；唯一的问题是确定滤波器部分的临界频率以及五阶滤波器是否能达到最大平坦度。临界频率f是响应为 -3 dB 的频率。
这绝非是一件简单的事情：高通部分的临界频率的所需值取决于低通滤波器响应的形状，而简单的试验设计表明，该滤波器的两个部分都不是最大平坦的，也不类似于任何其他“标准”响应（切比雪夫、贝塞尔等）。
变量太多，无法通过简单的“尝试”调整在可接受的时间内产生良好的结果，因此有必要使用优化应用程序。
无源滤波器和优化有源滤波器的仿真示意图
图 3. (上) 无源滤波器的仿真示意图和 (下) 优化的有源滤波器 (点击放大)
电阻值是优化器计算出来的。为了达到所需的电阻，我结合了两个容差为 1% 的E12 值电阻。为了支持微调，最好遵循以下三个步骤：
选择最接近目标值的一个电阻。
如果电阻值低于目标，则串联一个小值电阻。
如果电阻值高于目标，则并联一个大值电阻。
对于有源滤波器部分，第一个放大器输出端的C 2和R 2构成一阶高通滤波器。R 3和C 3构成五阶 Sallen 和 Key 滤波器的一阶低通部分。缓冲器U 1和U 3将滤波器部分与周围的源和负载阻抗隔离开来，因为响应必须非常准确。
U 4周围的电路是两个二阶部分之一，U 5周围的电路是另一个二阶部分。R 11的值至关重要。必须将其调整为 R 10 测量值的1.413倍。
468-4 加权噪声滤波器设计的仿真
我使用 LTspice 模拟了图 3 中的设计。图 4 显示了有源滤波器部分的分离频率响应。整体 5 阶低通滤波器响应略有峰值，但第三部分（即 2 阶部分）本身就相当有峰值，这就是R 11的值至关重要的原因。
图 5.模拟滤波器响应偏差和指定公差
构造滤波器的示意图
图 6.构建的滤波器示意图（点击放大）
电阻器R2、R3、R4 、 R5、R8和R10设定滤波器部分的临界频率，以及1 nF 电容器的实际值，无论如何，它们都应具有尽可能接近的公差。
如果您可以测量皮法拉的电容器值，则可以调整每个电阻器值，以使用以下公式将连接到它的电容器的实际值 C 考虑在内：
R=RsCH×（1000C）
其中Rsch是原理图中的电阻值。此调整可补偿电路以实现所需的 -3 dB 频率，该频率由以下公式给出：
F3d乙=12πRC
U3B运算放大器周围的电路需要一些解释。U3A运算放大器输出的增益变化 不太可能超过 ±1 dB，但为了安全起见，我们将使用电位器R V1进行 ±2 dB 调整范围。但是，最后一级是非反相的，因此其增益不能小于 1。
构造滤波器响应偏差和指定的公差
图 7.构造滤波器响应偏差和指定的公差
将滤波器连接到我的宽带电压表
在我之前的噪声滤波器项目中，我将滤波器设置为 1 kHz。对于这个，需要通过调整R V1来调整，以在 6.3 kHz 时实现 12.2 dB 的增益。图 8 显示了连接到我的宽带电压表时测量的滤波器频率响应。
468-4 加权噪声滤波器的频率响应
曲线上升部分的斜率为 6 dB/octave，为一阶高通部分；下降部分的斜率为 -30 dB/octave，为五阶低通部分。
原始无源滤波器解决方案
ITU 文件还包括图 2 所示的无源滤波器电路。该电路可实现所需的响应。该文件还指出，电感器的 Q 值在 10 kHz 时必须至少为 200，并且可能需要对 C3 的值进行一些调整，以满足曲线的指定公差限值。（我们稍后将讨论公差。）
适用于 600 Ω 电路的 468-4 滤波器的无源网络实现
图 2 中的滤波器电路最初是在 20 世纪 60 年代末开发的，基于 20 世纪 50 年代初的早期工作，当时广播音频互连技术仍主要基于 600 Ω 迭代匹配。图 2 中的无源网络具有显著的插入损耗，因此需要额外的放大器来实现 468-4 滤波器规定的 6.3 kHz 时的 12.2 dB 增益。
现代音频系统要求
如今，已不再使用 600 Ω 匹配。相反，音频信号源的源电阻设计为 100 Ω 或更小，输入的阻抗设计为 10 kΩ 或更大。
制作满足这些阻抗目标并提供 468-4 频率响应的有源滤波器的主要方法有两种：
合并 6.3 kHz 左右的传统低通和高通有源滤波器。
利用巧妙的数学技巧从无源电路派生出有源电路。
本文的其余部分将介绍第一种方法。不幸的是，这个过程并不容易，至少部分问题在于原始频率响应规范和指定的公差。
分析 468-4 噪声滤波频谱
频率响应规格可能是通过测量实际网络获得的，该网络会受到随频率非线性变化的电感损耗的影响。在有源滤波器技术中，这无法通过添加串联和并联电阻或等效物来建模。
即使是线性模型也很复杂。其频率响应的一个公式表明，涉及六阶和五阶低通响应的总和，尽管五阶响应在 16 kHz 以上占主导地位，从 30 dB/十倍频程的梯度可以看出。无需六阶滤波器即可满足规格，但滤波器效果最大的位置的容差较小。
一阶高通和五阶低通滤波器的电路是众所周知的；唯一的问题是确定滤波器部分的临界频率以及五阶滤波器是否能达到最大平坦度。临界频率f是响应为 -3 dB 的频率。
这绝非是一件简单的事情：高通部分的临界频率的所需值取决于低通滤波器响应的形状，而简单的试验设计表明，该滤波器的两个部分都不是最大平坦的，也不类似于任何其他“标准”响应（切比雪夫、贝塞尔等）。
变量太多，无法通过简单的“尝试”调整在可接受的时间内产生良好的结果，因此有必要使用优化应用程序。
用于 468-4 噪声滤波的有源滤波器设计
无源滤波器和优化有源滤波器的仿真示意图
图 3. (上) 无源滤波器的仿真示意图和 (下) 优化的有源滤波器 (点击放大)
电阻值是优化器计算出来的。为了达到所需的电阻，我结合了两个容差为 1% 的E12 值电阻。为了支持微调，最好遵循以下三个步骤：
选择最接近目标值的一个电阻。
如果电阻值低于目标，则串联一个小值电阻。
如果电阻值高于目标，则并联一个大值电阻。
对于有源滤波器部分，第一个放大器输出端的C 2和R 2构成一阶高通滤波器。R 3和C 3构成五阶 Sallen 和 Key 滤波器的一阶低通部分。缓冲器U 1和U 3将滤波器部分与周围的源和负载阻抗隔离开来，因为响应必须非常准确。
U 4周围的电路是两个二阶部分之一，U 5周围的电路是另一个二阶部分。R 11的值至关重要。必须将其调整为 R 10 测量值的1.413倍。
468-4 加权噪声滤波器设计的仿真
我使用 LTspice 模拟了图 3 中的设计。图 4 显示了有源滤波器部分的分离频率响应。整体 5 阶低通滤波器响应略有峰值，但第三部分（即 2 阶部分）本身就相当有峰值，这就是R 11的值至关重要的原因。
各个有源滤波器部分的频率响应
图 5 将图 3 中的有源滤波器响应与规格公差进行了比较。请注意，6.3 kHz 处有零公差，因为这是设置滤波器增益的参考频率。
图 5.模拟滤波器响应偏差和指定公差
构建和测试 468-4 加权噪声滤波器
构造滤波器的示意图
图 6.构建的滤波器示意图（点击放大）
电阻器R2、R3、R4 、 R5、R8和R10设定滤波器部分的临界频率，以及1 nF 电容器的实际值，无论如何，它们都应具有尽可能接近的公差。
如果您可以测量皮法拉的电容器值，则可以调整每个电阻器值，以使用以下公式将连接到它的电容器的实际值 C 考虑在内：
R=RsCH×（1000C）
其中Rsch是原理图中的电阻值。此调整可补偿电路以实现所需的 -3 dB 频率，该频率由以下公式给出：
F3d乙=12πRC
U3B运算放大器周围的电路需要一些解释。U3A运算放大器输出的增益变化 不太可能超过 ±1 dB，但为了安全起见，我们将使用电位器R V1进行 ±2 dB 调整范围。但是，最后一级是非反相的，因此其增益不能小于 1。
为了解决这个问题，R 12和R 13组成一个 3 dB 衰减器，而R 14和R 15与R V1一起提供 1 dB 至 5 dB 的增益调节范围。当R V1设置为 4.4 kΩ 时，增益为 3 dB ，相当接近中间值。
构造滤波器响应偏差和指定的公差
图 7.构造滤波器响应偏差和指定的公差
将滤波器连接到我的宽带电压表
在我之前的噪声滤波器项目中，我将滤波器设置为 1 kHz。对于这个，需要通过调整R V1来调整，以在 6.3 kHz 时实现 12.2 dB 的增益。图 8 显示了连接到我的宽带电压表时测量的滤波器频率响应。
连接 468-4 滤波器的宽带电压表的频率响应
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