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一种反向导通IGBT的控制方法
接线图
2024年10月25日 19:42 61
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当 IGBT 和二极管功能组合到单片硅中时，就形成了反向导通 IGBT (RC-IGBT)。这允许在单个硅芯片上构建标准 IGBT/二极管模块。这样可以在不增加模块占地面积的情况下增强载流能力，并且根据器件技术，允许二极管的电气性能受到 IGBT 栅极控制状态的影响。然而，为了管理组合 RC-IGBT 中的损耗，需要考虑特殊的控制方法。
设备介绍
反向导通 IGBT可以通过用 n 掺杂区域部分中断 p 掺杂集电极区域来构建。这创建了二极管功能，但仍有足够的区域供 IGBT 将少数载流子注入漂移区以实现低正向电压 (VCE(sat))。
图 1：6.5 kV RCDC-IGBT 静态二极管性能与栅极电压的函数关系。在横截面中：红色是p型掺杂，绿色是n型掺杂。 Tvj=125℃
损耗最佳 RCDC-IGBT 性能
RCDC-IGBT 栅极状态对二极管的正向特性有显着影响。从静态损耗的角度来看，在二极管导通模式下，需要关闭栅极。当 VGE=-15 V 时，可以实现最低的 VF，当 VGE=0 V 时，VF 会稍高一些。由于 VF 对应于芯片内部的载流子密度，为了获得最低的动态损耗和最低的 Qrr，应选择 VF是一个高值。
决定如何在二极管导通模式下驱动栅极将取决于应用的脉冲频率以及在关闭之前使二极管去饱和的能力。
特殊栅极驱动方面
用于低损耗 RCDC-IGBT 操作的栅极驱动器需要能够：
检测二极管导通模式并防止 RCDC-IGBT 栅极导通
在二极管关断之前将 VGE 驱动至 15V，使 RCDC-IGBT 二极管去饱和
在典型的 6.5 kV 逆变器脉冲频率和有限的二极管去饱和时间的情况下，在二极管导通模式下将 VGE 驱动至 0 V
检测二极管模式下的负载电流过零并打开 RCDC-IGBT 栅极，以实现从二极管到同一开关的 IGBT 的平滑电流转换
图2：RCDC栅极驱动器控制方案的流程图
检测二极管导通模式
在经典逆变器中，正向导通IGBT在互锁时间段开始时关闭。对于相反的二极管，这意味着首先阻断电压下降，然后电流开始上升。一旦互锁时间段结束，二极管的反并联 IGBT 栅极就会导通。对于 RCDC-IGBT，需要通过栅极驱动器逻辑来防止导电二极管的反并联 IGBT 导通。
建议在从控制端执行开启命令之前监控开关的 VCE。在这种情况下，在互锁时间结束之前，二极管开关两端的电压较低，这清楚地表明二极管正在导通。
出于二极管去饱和的目的，单独计算每个栅极驱动器的互锁时间。因此，高侧和低侧栅极驱动器输入信号将同时改变。控制信号的下降沿立即执行，关闭 LS-IGBT 栅极。 IGBT 正常关断，高侧开关两端的电压下降。电压检测器检查高侧开关的 VCE 是否降至定义的阈值以下（显示为“VCE 低”）。在这种情况下，一旦检测器输出“VCE 低”发生变化，高侧开关将进入二极管导通模式，并且栅极 (VGE) 从 -15 V 切换到 0 V。
高压检测器是一个简单的频率补偿分压器。在高电压应用中，该电路通常出现在栅极驱动器级中，用于去饱和检测，并且不会在物料清单 (BOM) 中添加任何其他部件。
二极管去饱和
检测二极管导通状态并将相应的开关栅极保持在关闭状态可确保器件内部具有高载流子密度，从而保持较低的 VF 值。然而，为了降低动态损耗，这种情况并不理想，因为高载流子密度会导致高 Qrr，从而导致高 IGBT 导通和二极管关断损耗。
如果在二极管关闭之前打开二极管开关栅极，则工作点从低 VF 输出曲线转移到高 VF 输出曲线，并且二极管载流子浓度降低，对动态损耗产生强烈影响。 6.5 kV RCDC-IGBT 的典型去饱和时间为 20 至 100 ?s。
对于实际实施，驱动器需要准确预测二极管关断的时间点。这对应于相反的 IGBT 导通，该导通（根据信号定义）是在 IGBT 开关控制信号从低变为高并且互锁时间 t interlock结束后执行的。
这种方法如图 4 所示。检测到高侧开关二极管导通状态并将栅极切换至 VGE=0。现在，高端和低端栅极输入信号同步变化。低侧栅极驱动器计算互锁时间，并在结束时打开低侧 IGBT。
二极管开关栅极驱动器通过将 VGE 驱动至 15V 来产生去饱和脉冲。在互锁定时器结束之前，半桥中不会发生主动开关。在去饱和时间 (tdesat) 内，二极管开关的栅极驱动器的 VGE 保持在 15V。 tdesat 的持续时间短于 t interlock ，因为必须添加剩余锁定时间 t lock 。锁定时间应保持较小，以防止二极管再次饱和，从而减少去饱和的影响。6.5 kV RCDC IGBT 的t lock典型值为0.5 ?s。
简化的RCDC-IGBT半桥系统，
通过这种方法，二极管去饱和持续时间对应于应用所能容忍的最大互锁时间。较长的互锁时间可以确保最佳的设备性能，但会降低系统的动态响应。使用非常小的栅极电阻器可以为去饱和脉冲应用最短的时间常数，并给出最佳的去饱和结果。在图 2 中，该电阻器被称为 RGD，而标称栅极电阻器被命名为 RGI(on) 和 RGI(off)。
考虑到实际的 6.5 kV 牵引逆变器系统，其频率为数百赫兹，最大互锁时间为 20μs，如果栅极在二极管导通模式下运行在 0 V，则 RCDC-IGBT 性能最佳。在这种情况下，静态二极管损耗略高于 VGE=-15 V 时的工作损耗。由于 Qrr 低于 VGE=-15 V 二极管工作时的情况，因此总损耗得以最小化。对于其他频率和较长的去饱和时间，最佳操作时机会有所不同。
负载电流过零方法：二极管到 IGBT
在经典逆变器方法中，如果二极管导通，则负载电流可能会改变极性，因为反并联 IGBT 通常通过栅极导通。对于 RCDC-IGBT，必须检测到这种情况并立即打开栅极，以避免中断负载电流。
如果 PN 二极管导通且电流降至零，即使反并联 IGBT 栅极未导通，二极管仍充满载流子，从而允许负载电流反转方向。在图 5a 中，负载电流 (IL) 在 t4 处改变方向，但与 IC(HS) 一样，仍然流经二极管。高侧 IGBT 栅极保持关闭状态，因为其控制信号为低电平。一旦二极管中的载流子被负载电流耗尽，二极管两端的电压就会在时间 t5 处反转。与硬开关事件中的 di/dt 相比，负载电流 di/dt 小。
当二极管导通时，栅极驱动器必须检查正 VCE。一旦 VCE 变为正值，栅极立即导通。检测电路必须能够对低正 VCE 电压做出反应，以避免输出电压变化变得不必要的高。在图 5a 中，在时间 t5，这种效应被夸大了。建议使用带有高压二极管链、电流源和比较器的经典去饱和检测电路。
图 6 显示了通过 H 桥配置中的 RCDC IGBT 从二极管到 IGBT 的负载电流换向。栅极驱动器电路检测到 VCE（插图）的小幅增加并打开 RCDC-IGBT 栅极。负载电流改变极性而不会中断或过度电压失真。
负载电流过零方法：IGBT 到二极管
除了负载电流从二极管过渡到 IGBT 之外，电流还可以改变其方向，从 IGBT 流向反并联二极管。这不会有中断负载电流的风险，因为栅极保持导通状态并且二极管吸收电流。如果 VGE 保持在 15 V，VF 将不必要地高，因此静态损耗会增加，直到收到下一个控制命令。建议再次使用建议的去饱和电路，检测 RCDC-IGBT 上的小 VCE 电压。由于 VF 最初很高，因此从 IGBT 到二极管导通的 VCE 电压差也变高，并且很容易被检测到。
驱动方案
图 2 显示了完整的 RCDC-IGBT 栅极驱动器控制方案。状态机能够处理所有基本的 RCDC-IGBT 栅极驱动要求，包括二极管导通模式检测、二极管去饱和、从二极管到 IGBT 的负载电流过零，反之亦然。
图 7 显示了所使用的栅极驱动器。如果需要 IGBT 开关，则使用栅极电阻器 RGI(on) 和 RGI(off)。如果需要最小时间常数开关来使二极管去饱和，则使用相对较小的 RGD。先进的 H 桥概念允许在二极管导通时将 VGE 驱动至 0 V。
在高压 IGBT 栅极驱动器中，高压分压器通常用于去饱和检测。 RCDC-IGBT 栅极驱动器具有由高压二极管链、比较器和电流源组成的去饱和电路。逻辑上，状态机处理三个二进制输入信号“ctrl”、“VCE”和“HV desat”。
设备介绍
反向导通 IGBT可以通过用 n 掺杂区域部分中断 p 掺杂集电极区域来构建。这创建了二极管功能，但仍有足够的区域供 IGBT 将少数载流子注入漂移区以实现低正向电压 (VCE(sat))。
通过这种方法，二极管的功能取决于栅极控制的状态。这种类型的器件专为硬开关应用而设计，称为带二极管控制的反向导通 IGBT (RCDC-IGBT)。
图 1：6.5 kV RCDC-IGBT 静态二极管性能与栅极电压的函数关系。在横截面中：红色是p型掺杂，绿色是n型掺杂。 Tvj=125℃
损耗最佳 RCDC-IGBT 性能
RCDC-IGBT 栅极状态对二极管的正向特性有显着影响。从静态损耗的角度来看，在二极管导通模式下，需要关闭栅极。当 VGE=-15 V 时，可以实现最低的 VF，当 VGE=0 V 时，VF 会稍高一些。由于 VF 对应于芯片内部的载流子密度，为了获得最低的动态损耗和最低的 Qrr，应选择 VF是一个高值。
决定如何在二极管导通模式下驱动栅极将取决于应用的脉冲频率以及在关闭之前使二极管去饱和的能力。
特殊栅极驱动方面
用于低损耗 RCDC-IGBT 操作的栅极驱动器需要能够：
检测二极管导通模式并防止 RCDC-IGBT 栅极导通
在二极管关断之前将 VGE 驱动至 15V，使 RCDC-IGBT 二极管去饱和
在典型的 6.5 kV 逆变器脉冲频率和有限的二极管去饱和时间的情况下，在二极管导通模式下将 VGE 驱动至 0 V
检测二极管模式下的负载电流过零并打开 RCDC-IGBT 栅极，以实现从二极管到同一开关的 IGBT 的平滑电流转换
检测 IGBT 模式下的负载电流过零并关闭 RCDC-IGBT 栅极以实现低损耗二极管运行
图2：RCDC栅极驱动器控制方案的流程图
检测二极管导通模式
在经典逆变器中，正向导通IGBT在互锁时间段开始时关闭。对于相反的二极管，这意味着首先阻断电压下降，然后电流开始上升。一旦互锁时间段结束，二极管的反并联 IGBT 栅极就会导通。对于 RCDC-IGBT，需要通过栅极驱动器逻辑来防止导电二极管的反并联 IGBT 导通。
建议在从控制端执行开启命令之前监控开关的 VCE。在这种情况下，在互锁时间结束之前，二极管开关两端的电压较低，这清楚地表明二极管正在导通。
无去饱和脉冲的二极管检测
出于二极管去饱和的目的，单独计算每个栅极驱动器的互锁时间。因此，高侧和低侧栅极驱动器输入信号将同时改变。控制信号的下降沿立即执行，关闭 LS-IGBT 栅极。 IGBT 正常关断，高侧开关两端的电压下降。电压检测器检查高侧开关的 VCE 是否降至定义的阈值以下（显示为“VCE 低”）。在这种情况下，一旦检测器输出“VCE 低”发生变化，高侧开关将进入二极管导通模式，并且栅极 (VGE) 从 -15 V 切换到 0 V。
高压检测器是一个简单的频率补偿分压器。在高电压应用中，该电路通常出现在栅极驱动器级中，用于去饱和检测，并且不会在物料清单 (BOM) 中添加任何其他部件。
带去饱和脉冲的二极管检测
二极管去饱和
检测二极管导通状态并将相应的开关栅极保持在关闭状态可确保器件内部具有高载流子密度，从而保持较低的 VF 值。然而，为了降低动态损耗，这种情况并不理想，因为高载流子密度会导致高 Qrr，从而导致高 IGBT 导通和二极管关断损耗。
如果在二极管关闭之前打开二极管开关栅极，则工作点从低 VF 输出曲线转移到高 VF 输出曲线，并且二极管载流子浓度降低，对动态损耗产生强烈影响。 6.5 kV RCDC-IGBT 的典型去饱和时间为 20 至 100 ?s。
对于实际实施，驱动器需要准确预测二极管关断的时间点。这对应于相反的 IGBT 导通，该导通（根据信号定义）是在 IGBT 开关控制信号从低变为高并且互锁时间 t interlock结束后执行的。
这种方法如图 4 所示。检测到高侧开关二极管导通状态并将栅极切换至 VGE=0。现在，高端和低端栅极输入信号同步变化。低侧栅极驱动器计算互锁时间，并在结束时打开低侧 IGBT。
二极管开关栅极驱动器通过将 VGE 驱动至 15V 来产生去饱和脉冲。在互锁定时器结束之前，半桥中不会发生主动开关。在去饱和时间 (tdesat) 内，二极管开关的栅极驱动器的 VGE 保持在 15V。 tdesat 的持续时间短于 t interlock ，因为必须添加剩余锁定时间 t lock 。锁定时间应保持较小，以防止二极管再次饱和，从而减少去饱和的影响。6.5 kV RCDC IGBT 的t lock典型值为0.5 ?s。
简化的RCDC-IGBT半桥系统，
演示 t4 时负载电流过零的波形示意图，电流 IC(HS) 在 t2 ≤ t < t5 期间流过二极管，在 t5 ≤ t < t6 期间变为 IGBT
通过这种方法，二极管去饱和持续时间对应于应用所能容忍的最大互锁时间。较长的互锁时间可以确保最佳的设备性能，但会降低系统的动态响应。使用非常小的栅极电阻器可以为去饱和脉冲应用最短的时间常数，并给出最佳的去饱和结果。在图 2 中，该电阻器被称为 RGD，而标称栅极电阻器被命名为 RGI(on) 和 RGI(off)。
考虑到实际的 6.5 kV 牵引逆变器系统，其频率为数百赫兹，最大互锁时间为 20μs，如果栅极在二极管导通模式下运行在 0 V，则 RCDC-IGBT 性能最佳。在这种情况下，静态二极管损耗略高于 VGE=-15 V 时的工作损耗。由于 Qrr 低于 VGE=-15 V 二极管工作时的情况，因此总损耗得以最小化。对于其他频率和较长的去饱和时间，最佳操作时机会有所不同。
负载电流过零方法：二极管到 IGBT
在经典逆变器方法中，如果二极管导通，则负载电流可能会改变极性，因为反并联 IGBT 通常通过栅极导通。对于 RCDC-IGBT，必须检测到这种情况并立即打开栅极，以避免中断负载电流。
如果 PN 二极管导通且电流降至零，即使反并联 IGBT 栅极未导通，二极管仍充满载流子，从而允许负载电流反转方向。在图 5a 中，负载电流 (IL) 在 t4 处改变方向，但与 IC(HS) 一样，仍然流经二极管。高侧 IGBT 栅极保持关闭状态，因为其控制信号为低电平。一旦二极管中的载流子被负载电流耗尽，二极管两端的电压就会在时间 t5 处反转。与硬开关事件中的 di/dt 相比，负载电流 di/dt 小。
当二极管导通时，栅极驱动器必须检查正 VCE。一旦 VCE 变为正值，栅极立即导通。检测电路必须能够对低正 VCE 电压做出反应，以避免输出电压变化变得不必要的高。在图 5a 中，在时间 t5，这种效应被夸大了。建议使用带有高压二极管链、电流源和比较器的经典去饱和检测电路。
负载电流过零，由二极管（IC0）换向，VGE=15V；当检测器识别过零事件时，VCE 的增加非常小（参见插图），负载电流不会中断
图 6 显示了通过 H 桥配置中的 RCDC IGBT 从二极管到 IGBT 的负载电流换向。栅极驱动器电路检测到 VCE（插图）的小幅增加并打开 RCDC-IGBT 栅极。负载电流改变极性而不会中断或过度电压失真。
负载电流过零方法：IGBT 到二极管
除了负载电流从二极管过渡到 IGBT 之外，电流还可以改变其方向，从 IGBT 流向反并联二极管。这不会有中断负载电流的风险，因为栅极保持导通状态并且二极管吸收电流。如果 VGE 保持在 15 V，VF 将不必要地高，因此静态损耗会增加，直到收到下一个控制命令。建议再次使用建议的去饱和电路，检测 RCDC-IGBT 上的小 VCE 电压。由于 VF 最初很高，因此从 IGBT 到二极管导通的 VCE 电压差也变高，并且很容易被检测到。
用于在传统逆变器系统中操作 RCDC-IGBT 的示意性栅极驱动器电路，从逆变器控制级只需提供 ctrl 信号，所有 RCDC-IGBT 特定信息均在栅极驱动器电路内部生成和处理。
驱动方案
图 2 显示了完整的 RCDC-IGBT 栅极驱动器控制方案。状态机能够处理所有基本的 RCDC-IGBT 栅极驱动要求，包括二极管导通模式检测、二极管去饱和、从二极管到 IGBT 的负载电流过零，反之亦然。
图 7 显示了所使用的栅极驱动器。如果需要 IGBT 开关，则使用栅极电阻器 RGI(on) 和 RGI(off)。如果需要最小时间常数开关来使二极管去饱和，则使用相对较小的 RGD。先进的 H 桥概念允许在二极管导通时将 VGE 驱动至 0 V。
在高压 IGBT 栅极驱动器中，高压分压器通常用于去饱和检测。 RCDC-IGBT 栅极驱动器具有由高压二极管链、比较器和电流源组成的去饱和电路。逻辑上，状态机处理三个二进制输入信号“ctrl”、“VCE”和“HV desat”。
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