全油门（PWM占空比= 1）当前输出精度完全由R4的精度和LM337内部参考的±2％（保证，通常更好，通常更好）的精度确定。因此，它独立于逻辑供应...
在低功耗、宽带 ADC 接口中提供最低的失真和噪声
接线图
2025年02月15日 13:01 16
admin
测试电路的测量结果
实际接口将 Rp 电阻器作为衰减器实现到 1:1 测量路径变压器中，从而允许直接测量 ADC 输入的频率响应。在此示例中，该测量路径在测量的中带增益中引入了 -25.8dB 损耗（如图 8所示），但形状非常接近所需的平坦直通 120MHz 接口。它显示的带宽比预期 (180MHz) 稍低，这可以归因于输入变压器在较高频率处略有滚降。
图 8. 测量到的 ADC 输入小信号响应。
最后，该接口的 FFT 以及我们假设用于测试目的的 ISLA112P50 的典型示例如图 9所示。
图 9. 105MHz -1dBFS 输入信号的 FFT 测量值
-1dBFS 时的组合 SNR 为 63.6dB，略低于预测的 64.3dB，但仍仅比典型 ADC 本身低 1dB（并且我们的 SNR 可能略低于典型 ADC）。这可能比标称 ADC SNR 稍低，时钟抖动比原始数据表工作中的更高，等等。如果我们假设 ADC 具有典型的 HD2 和 HD3 (-91/-86 dBc)，我们可以使用图 6 来估计HD2 和 HD3 从放大器路径进入 ADC。
实际上，HD2 比 ADC 低 6dB 以上，但我们可以使用公式 11 计算出 ADC 中的 HD2 处于 -88dBc 区域。 HD3 低不到 6dB（实际上是 2dB），因此图 6 表明我们采用的 HD3 比 ADC 典型值 -86dBc 或约 -98dBc 低至少 12dB。从 ISL55210 的 HD3 与 HD2 的卓越输出来看，这种 HD3 是有意义的，而且这种音调很好地落入级间滤波器截止 (315MHz)，在该处我们应该获得额外的 -16dB 的 HD3 衰减，如图 8 所示。
ISL55210 输出引脚处的 HD2 在滤波器中仅获得 -6dB 衰减（图 6，210MHz 时）。这表明它位于放大器输出引脚的 -82dBc 区域，以解释 ADC 输入处的推断 -88dBc 与测量的输入 + ADC 的 -83dBc 组合相匹配。参考文献 2 中的图 8 显示了 500Ω 区域负载在 100MhHz 和 2Vpp 下的大约 -80dBc HD2。
概括
这项工作展示了一种将超宽带、高动态范围 FDA 与输入宽带变压器相结合的方法，为 ADC 驱动提供超低功耗、低输出噪声和失真的末级增益解决方案。该方法非常灵活，可以为此处所示的 VFA FDA 使用各种变压器和增益设置。输入变压器提供简单的单差分转换，并为整体解决方案提供噪声和环路增益优势。这可用于将已经非常高性能的 FDA 在 HD 性能和噪声系数方面提高 2dB 至 5dB。
一旦我们在放大器输出引脚上实现了低噪声和高清晰度，级间二阶滤波器的优势 就显现出来了。其中包括给定目标频率响应平坦度区域的集成噪声要低得多，以及带外 HD2 和 HD3 项的一些 HD 抑制。虽然未显示，但 IM2 项还获得 F1 + F2 项的滤波器帮助，但 IM3 项通常是带内的，需要放大器具有特殊的本机 IM3。这里的示例重点关注非常宽带的第一奈奎斯 特区解决方案。窄带和/或更高奈奎斯特区解决方案仍然可以使用输入变压器来获得良好的效益，但需要不同的输出级滤波器。
侧边栏：变压器建模
宽带变压器背景 ：这些示例中使用的特定类型的变压器是传输线变压器，其带宽来自于将双绞线缠绕在磁芯上。参考文献 7 中描述的模型是变压器特性各个部分的集总元件表示。但该器件本身实际上是一对耦合电感，互耦合系数非常接近 1.00。
在这里使用的配置中，有时被称为“磁通耦合变压器”——但不是所有变压器都是磁通耦合的吗？将这个变压器翻转并使其匝数比为 1:1，有时会产生所谓的共模扼流圈，或者更令人困惑的是，有时也称为“传输线变压器”。
无论如何，对于该电路的输入侧，我们正在寻找一些提升以获得此处描述的噪声和环路增益优势。随着匝数比的增加，我们获得更多的“免费”电压增益，但代价是最小到最大带宽跨度越来越低。对于此处考虑的宽带第一奈奎斯特区应用，1:2 的匝数比（欧姆比为 4）似乎是一个不错的最大值。较高频率的窄带应用可以利用较高的匝数比。
所有变压器都是具有最小到最大通带区域的“带通”电路元件。这些交流限制通常以 -1dB、-2dB 和 -3dB 频率跨度来指定。虽然这些跨度将针对特定源和（大概）匹配负载指定，但变压器将在任何源和负载阻抗下“工作”。因此，75Ω 指定变压器可用于 50Ω 环境，反之亦然。
随着源阻抗和负载阻抗的变化，最小和最大频率也会发生变化。给定变压器的规格，可以导出具有互耦系数的简单双电感器模型，该模型将正确预测不同源和负载阻抗下最小到最大带宽的变化（参考文献 8）。
例如，ADT4-1WT 模型如图A （参考文献 9）所示，其中 P1 = 2μH，S1 = 8μH，耦合系数为 0.99488。当从 50Ω 驱动并以 200Ω 端接时，这是达到指定 2MHz 至 775MHz F -3dB 跨度的正确模型。
图 A. 验证 ADT4-1WT 模型的仿真电路示例。
使用 50Ω 源和 200Ω 负载运行此仿真可提供预期的 2MHz 至 775MHz F -3 dB 带宽。使用 75Ω 源和 300Ω 终端运行相同的变压器模型只会将通带频率上移，如图B所示。
这显示了 0dB 通带增益，因为源被认为是在源阻抗的另一侧 - 因此该模型将 -6dB 衰减引入变压器的输入（作为匹配反射的负载），然后是 6dB 增益（1： 2 匝数比为输出侧提供 2× V/V 增益，以获得 0dB 的净模拟增益。绿色曲线为 75Ω，而红色曲线为该变压器指定的 50Ω。该模型没有拾取中带插入损耗。
图 B. 具有匹配电源和负载的模拟变压器响应。
虽然此处的示例中使用了 Mini-Circuits ADT4-1WT，但表 A 显示了它以及一些替代的 1:2 匝数比器件。
表 A. 代表性宽带 1:2 匝数比变压器。
另一种选择是存在辅助中心抽头。这里讨论的输入侧应用不使用该中心抽头，但当在输出侧用作 ADC 的最后一级时，中心抽头通常用于为 ADC 引入 Vcm 偏置。这些示例中未使用中心抽头，因为 FDA 的输出 Vcm 会将输入 DC 工作点偏置到相同水平。
实际接口将 Rp 电阻器作为衰减器实现到 1:1 测量路径变压器中，从而允许直接测量 ADC 输入的频率响应。在此示例中，该测量路径在测量的中带增益中引入了 -25.8dB 损耗（如图 8所示），但形状非常接近所需的平坦直通 120MHz 接口。它显示的带宽比预期 (180MHz) 稍低，这可以归因于输入变压器在较高频率处略有滚降。
图 8. 测量到的 ADC 输入小信号响应。最后，该接口的 FFT 以及我们假设用于测试目的的 ISLA112P50 的典型示例如图 9所示。
图 9. 105MHz -1dBFS 输入信号的 FFT 测量值-1dBFS 时的组合 SNR 为 63.6dB，略低于预测的 64.3dB，但仍仅比典型 ADC 本身低 1dB（并且我们的 SNR 可能略低于典型 ADC）。这可能比标称 ADC SNR 稍低，时钟抖动比原始数据表工作中的更高，等等。如果我们假设 ADC 具有典型的 HD2 和 HD3 (-91/-86 dBc)，我们可以使用图 6 来估计HD2 和 HD3 从放大器路径进入 ADC。
实际上，HD2 比 ADC 低 6dB 以上，但我们可以使用公式 11 计算出 ADC 中的 HD2 处于 -88dBc 区域。 HD3 低不到 6dB（实际上是 2dB），因此图 6 表明我们采用的 HD3 比 ADC 典型值 -86dBc 或约 -98dBc 低至少 12dB。从 ISL55210 的 HD3 与 HD2 的卓越输出来看，这种 HD3 是有意义的，而且这种音调很好地落入级间滤波器截止 (315MHz)，在该处我们应该获得额外的 -16dB 的 HD3 衰减，如图 8 所示。
ISL55210 输出引脚处的 HD2 在滤波器中仅获得 -6dB 衰减（图 6，210MHz 时）。这表明它位于放大器输出引脚的 -82dBc 区域，以解释 ADC 输入处的推断 -88dBc 与测量的输入 + ADC 的 -83dBc 组合相匹配。参考文献 2 中的图 8 显示了 500Ω 区域负载在 100MhHz 和 2Vpp 下的大约 -80dBc HD2。
概括
这项工作展示了一种将超宽带、高动态范围 FDA 与输入宽带变压器相结合的方法，为 ADC 驱动提供超低功耗、低输出噪声和失真的末级增益解决方案。该方法非常灵活，可以为此处所示的 VFA FDA 使用各种变压器和增益设置。输入变压器提供简单的单差分转换，并为整体解决方案提供噪声和环路增益优势。这可用于将已经非常高性能的 FDA 在 HD 性能和噪声系数方面提高 2dB 至 5dB。
一旦我们在放大器输出引脚上实现了低噪声和高清晰度，级间二阶滤波器的优势 就显现出来了。其中包括给定目标频率响应平坦度区域的集成噪声要低得多，以及带外 HD2 和 HD3 项的一些 HD 抑制。虽然未显示，但 IM2 项还获得 F1 + F2 项的滤波器帮助，但 IM3 项通常是带内的，需要放大器具有特殊的本机 IM3。这里的示例重点关注非常宽带的第一奈奎斯 特区解决方案。窄带和/或更高奈奎斯特区解决方案仍然可以使用输入变压器来获得良好的效益，但需要不同的输出级滤波器。
侧边栏：变压器建模
宽带变压器背景 ：这些示例中使用的特定类型的变压器是传输线变压器，其带宽来自于将双绞线缠绕在磁芯上。参考文献 7 中描述的模型是变压器特性各个部分的集总元件表示。但该器件本身实际上是一对耦合电感，互耦合系数非常接近 1.00。
在这里使用的配置中，有时被称为“磁通耦合变压器”——但不是所有变压器都是磁通耦合的吗？将这个变压器翻转并使其匝数比为 1:1，有时会产生所谓的共模扼流圈，或者更令人困惑的是，有时也称为“传输线变压器”。
无论如何，对于该电路的输入侧，我们正在寻找一些提升以获得此处描述的噪声和环路增益优势。随着匝数比的增加，我们获得更多的“免费”电压增益，但代价是最小到最大带宽跨度越来越低。对于此处考虑的宽带第一奈奎斯特区应用，1:2 的匝数比（欧姆比为 4）似乎是一个不错的最大值。较高频率的窄带应用可以利用较高的匝数比。
所有变压器都是具有最小到最大通带区域的“带通”电路元件。这些交流限制通常以 -1dB、-2dB 和 -3dB 频率跨度来指定。虽然这些跨度将针对特定源和（大概）匹配负载指定，但变压器将在任何源和负载阻抗下“工作”。因此，75Ω 指定变压器可用于 50Ω 环境，反之亦然。
随着源阻抗和负载阻抗的变化，最小和最大频率也会发生变化。给定变压器的规格，可以导出具有互耦系数的简单双电感器模型，该模型将正确预测不同源和负载阻抗下最小到最大带宽的变化（参考文献 8）。
例如，ADT4-1WT 模型如图A （参考文献 9）所示，其中 P1 = 2μH，S1 = 8μH，耦合系数为 0.99488。当从 50Ω 驱动并以 200Ω 端接时，这是达到指定 2MHz 至 775MHz F -3dB 跨度的正确模型。
图 A. 验证 ADT4-1WT 模型的仿真电路示例。使用 50Ω 源和 200Ω 负载运行此仿真可提供预期的 2MHz 至 775MHz F -3 dB 带宽。使用 75Ω 源和 300Ω 终端运行相同的变压器模型只会将通带频率上移，如图B所示。
这显示了 0dB 通带增益，因为源被认为是在源阻抗的另一侧 - 因此该模型将 -6dB 衰减引入变压器的输入（作为匹配反射的负载），然后是 6dB 增益（1： 2 匝数比为输出侧提供 2× V/V 增益，以获得 0dB 的净模拟增益。绿色曲线为 75Ω，而红色曲线为该变压器指定的 50Ω。该模型没有拾取中带插入损耗。
图 B. 具有匹配电源和负载的模拟变压器响应。虽然此处的示例中使用了 Mini-Circuits ADT4-1WT，但表 A 显示了它以及一些替代的 1:2 匝数比器件。
表 A. 代表性宽带 1:2 匝数比变压器。另一种选择是存在辅助中心抽头。这里讨论的输入侧应用不使用该中心抽头，但当在输出侧用作 ADC 的最后一级时，中心抽头通常用于为 ADC 引入 Vcm 偏置。这些示例中未使用中心抽头，因为 FDA 的输出 Vcm 会将输入 DC 工作点偏置到相同水平。
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