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如何设计超宽输入电压范围飞回
接线图
2025年02月15日 13:03 21
admin
MP023：主要侧调节反式控制器
MP023是一个离线的主要侧控制器，可提供最佳的集成调节，而无需光电耦合器或辅助反馈电路。 MP023的可变暂时控制允许其反式转换器以不连续的传导模式（DCM）运行。 MP023的当前限制和最大次级占空比是可配置的，这使设置输出电流（i Out）变得容易。图1显示了MP023的典型应用电路。
图1：MP023的典型应用
内部高压启动当前源和节能技术将无负载功耗限制在30兆瓦以下。全面保护功能包括V CC底电压锁定（UVLO），过载保护（OLP），过度保护（OTP），开环保护（OCKP）和过电压保护（OVP）。
反式转换器设计过程和计算
步骤1：设计输入
为了确保结果是现实的，转换器的估计效率被定义为相对较低（约85％），因为这是低功率飞回转换器的共同值。对于此应用程序，我被定义为3a；同步整流器控制器（例如，MP6908A）与次级MOSFET一起使用，以提高效率并减少热问题。
在计算最大转弯比以用v in_min传递最大功率之后，选择n。最大转弯比是次级RMS电流与次级MOSFET的最大反向电压之间的折衷。
由于该用例利用同步矫正，因此次级MOSFET'A反向电压很重要，因为低压MOSFET具有成本效益且易于获得。对于此设计，选择了最大转弯比为15。此选择将在步骤5中进行验证。
当计算主要MOSFET的最大反向电压时，V W很重要。
步骤3：选择所需的磁性电感的计算
其中TFBS_MAX是FB最大采样时间，而TFBS_SD是FB采样持续时间。
要计算磁性电感及其峰值电流值，请考虑该模式。在这种情况下，由于MP023在DCM中的工作原理，可以用等式（4）估算输出功率（P）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在考虑方程（3）和方程（4）时，可以通过等式（5）来计算最小磁性电感：
如何设计超宽输入电压范围飞回
公式（5）可以通过等式（6）来简化：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在计算应用程序所需的最小磁性电感后，计算其最大值，该值受固定最大次要占空比的限制。 LM_MAX可以用公式（7）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
可以通过等式（8）简化它：
如何设计超宽输入电压范围飞回
因此，磁性电感必须在143.1μH和624.24μH之间。但是，LM是RMS电流与变压器大小之间的权衡。建议使用最大计算值的60％至80％之间的变压器来实现其全功率，而不会限制次要占空比。在此示例中，使用了400μH的磁性电感。
选择变压器值后，用等式（9）计算峰值电流：
如何设计超宽输入电压范围飞回
由于该应用程序的设计为具有超宽的VIN，因此必须确保高VIN处的最低按时超过前沿的空白时间，这一点很重要。空白的时间是关闭控制器内部比较器的第一个切换周期中的时间，以避免由于射击而引起的短路保护（SCP）。
可以使用公式（10）估算按时（吨）的最小值（吨）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
根据此计算，所选的磁化电感适用于应用。
步骤4：分流电阻计算
一旦计算了峰值电流值，就设计了分流电阻器以正确关闭峰值电流控制的循环。
根据MP023的数据表，最低频率的最小电压极限，即电流为0.464V。可以用公式（11）计算并联电阻（RSHUNT）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
设计师必须选择可以承受其功率耗散的分流电阻。可以用公式（12）估算主要的RMS电流：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在这种用例中，功率耗散约为61MW。
步骤5：主要MOSFET计算
在步骤5中，选择适当的主MOSFET供应用程序。随着计算最大峰和RMS电流，计算MOSFET必须使用公式（13）必须承受的最大电压：
如何设计超宽输入电压范围飞回
对于此用例，需要最大反向电压为1200V的主MOSFET。
步骤6：整流器MOSFET计算
与主要MOSFET计算相似，同步整流器的最大反向电压可以通过等式估算（14）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
因此，需要最大反向电压为120V至150V的整流器MOSFET。
次级RMS电流对于选择最佳整流器MOSFET也很重要。次级RMS电流（IS_RMS）可以用公式（15）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
考虑到此计算，此应用需要一个电阻低（RDS（ON））的整流器MOSFET。
步骤7：变压器设计
步骤7涉及变压器。选择变压器（例如核心材料和核心形状）涉及许多设计决策。对于此输出功率水平和输入电压，EF20（E20/10/6）适用于大小和有效面积。
该变压器的主要转弯（NP）可以用等式（16）估算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
由于FSW为50kHz，因此有一些核心材料（例如N27或N97）可用于最大磁通密度的0.3T。为了达到选定的转弯比，主要转弯数最低，选择了0.275t的值。
一旦计算出NP，次级转弯（NS）就可以使用公式（17）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
选择IC的电源电压（VCC）后，可以用等式（18）估算辅助数（NAUX）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
这些计算导致以下转弯比制造的变压器：NP：NS：NAUX = 60：4：10。
最终设计
图4显示了一旦计算了重要组件的值后，电路的最终设计。
图4：最终设计电路示意图。
图4：最终设计电路示意图
实验结果
为了正确证实上述所有计算，制造了超宽输入电压射程的原型（见图5）。
图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器）的原型。
图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器的PCB）的原型
该原型是在没有输入过滤器的情况下安装的，以使其成为灵活的PCB，可以将其插入具有不同输入过滤组件的另一个PCB中。
图6显示了在最小电压下转换器验证的结果。蓝色迹线表示主要MOSFET（VDS）的排水 - 源电压，而粉红色痕迹表示通过分流电阻传感的主要电流。
图6：以最小输入电压为单位的转换器验证。
图6：最小输入电压的转换器验证
图7显示了最大电压下转换器验证的结果。蓝色痕迹表示主要MOSFET（VDS）的排水到源电压。
图7：最大输入电压的转换器验证。
图7：最大输入电压的转换器验证
图8显示了该设计在不同输入电压下的效率结果。
图8：效率结果。
图8：效率结果
图8显示，由于在次级侧使用同步整流，转换器的效率很高。此外，使用具有相对较低的栅极电容电容的主MOSFET可减少高VIN处的开关损耗。
MP023是一个离线的主要侧控制器，可提供最佳的集成调节，而无需光电耦合器或辅助反馈电路。 MP023的可变暂时控制允许其反式转换器以不连续的传导模式（DCM）运行。 MP023的当前限制和最大次级占空比是可配置的，这使设置输出电流（i Out）变得容易。图1显示了MP023的典型应用电路。
图1：MP023的典型应用内部高压启动当前源和节能技术将无负载功耗限制在30兆瓦以下。全面保护功能包括V CC底电压锁定（UVLO），过载保护（OLP），过度保护（OTP），开环保护（OCKP）和过电压保护（OVP）。
设计飞回转换器流程图
在设计超范围的Flyback Converter中，设计超宽V时，涉及许多重要的设计决策和权衡。以下各节将通过设计过程中的每个步骤进行。
图2显示了一个飞回转换器设计流程图。
反式转换器设计过程和计算
步骤1：设计输入
一旦定义了输入参数，就该设计整个转换器了。这些参数包括输入电压（v in），输出电压（v out），输出电流（i OUT），操作模式，开关频率（F SW），次级占空比，估计效率，反馈（FB）最大采样时间，次级FET的正向电压和IC电源电压。表1显示了本文讨论的电路的设计输入摘要。在这种情况下，通过接受AC和DC输入，输入电压范围从85V AC到576V AC，或从90V DC到815V DC。
为了确保结果是现实的，转换器的估计效率被定义为相对较低（约85％），因为这是低功率飞回转换器的共同值。对于此应用程序，我被定义为3a；同步整流器控制器（例如，MP6908A）与次级MOSFET一起使用，以提高效率并减少热问题。
步骤2：选择所需的转弯比的计算
根据指定的V IN_MIN计算最大转弯比（n ） ，以提供足够的i ，这是由于次级侧的最大载入限制。最大转弯比可以通过公式（1）计算：
在计算最大转弯比以用v in_min传递最大功率之后，选择n。最大转弯比是次级RMS电流与次级MOSFET的最大反向电压之间的折衷。
由于该用例利用同步矫正，因此次级MOSFET'A反向电压很重要，因为低压MOSFET具有成本效益且易于获得。对于此设计，选择了最大转弯比为15。此选择将在步骤5中进行验证。
接下来，计算主要绕组将在切换周期的后半段中经历的输出反射电压（V W ）。 V W可以通过等式（2）估算：
当计算主要MOSFET的最大反向电压时，V W很重要。
步骤3：选择所需的磁性电感的计算
由于补偿器的被动组件是控制器内部的，因此MP023可以采样其提供的辅助电压，以关闭环路增益系统（Flyback Converter和集成补偿器）。 FB最大采样时间定义了控制器采样调节辅助电压的时间（见图3）。
根据MP023的数据，次级MOSFET的最低时间（TS_ON）必须满足等式（3）中的要求：
其中TFBS_MAX是FB最大采样时间，而TFBS_SD是FB采样持续时间。
要计算磁性电感及其峰值电流值，请考虑该模式。在这种情况下，由于MP023在DCM中的工作原理，可以用等式（4）估算输出功率（P）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在考虑方程（3）和方程（4）时，可以通过等式（5）来计算最小磁性电感：
如何设计超宽输入电压范围飞回
公式（5）可以通过等式（6）来简化：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在计算应用程序所需的最小磁性电感后，计算其最大值，该值受固定最大次要占空比的限制。 LM_MAX可以用公式（7）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
可以通过等式（8）简化它：
如何设计超宽输入电压范围飞回
因此，磁性电感必须在143.1μH和624.24μH之间。但是，LM是RMS电流与变压器大小之间的权衡。建议使用最大计算值的60％至80％之间的变压器来实现其全功率，而不会限制次要占空比。在此示例中，使用了400μH的磁性电感。
选择变压器值后，用等式（9）计算峰值电流：
如何设计超宽输入电压范围飞回
由于该应用程序的设计为具有超宽的VIN，因此必须确保高VIN处的最低按时超过前沿的空白时间，这一点很重要。空白的时间是关闭控制器内部比较器的第一个切换周期中的时间，以避免由于射击而引起的短路保护（SCP）。
可以使用公式（10）估算按时（吨）的最小值（吨）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
根据此计算，所选的磁化电感适用于应用。
步骤4：分流电阻计算
一旦计算了峰值电流值，就设计了分流电阻器以正确关闭峰值电流控制的循环。
根据MP023的数据表，最低频率的最小电压极限，即电流为0.464V。可以用公式（11）计算并联电阻（RSHUNT）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
设计师必须选择可以承受其功率耗散的分流电阻。可以用公式（12）估算主要的RMS电流：
如何设计超宽输入电压范围飞回
在这种用例中，功率耗散约为61MW。
步骤5：主要MOSFET计算
在步骤5中，选择适当的主MOSFET供应用程序。随着计算最大峰和RMS电流，计算MOSFET必须使用公式（13）必须承受的最大电压：
如何设计超宽输入电压范围飞回
对于此用例，需要最大反向电压为1200V的主MOSFET。
步骤6：整流器MOSFET计算
与主要MOSFET计算相似，同步整流器的最大反向电压可以通过等式估算（14）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
因此，需要最大反向电压为120V至150V的整流器MOSFET。
次级RMS电流对于选择最佳整流器MOSFET也很重要。次级RMS电流（IS_RMS）可以用公式（15）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
考虑到此计算，此应用需要一个电阻低（RDS（ON））的整流器MOSFET。
步骤7：变压器设计
步骤7涉及变压器。选择变压器（例如核心材料和核心形状）涉及许多设计决策。对于此输出功率水平和输入电压，EF20（E20/10/6）适用于大小和有效面积。
该变压器的主要转弯（NP）可以用等式（16）估算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
由于FSW为50kHz，因此有一些核心材料（例如N27或N97）可用于最大磁通密度的0.3T。为了达到选定的转弯比，主要转弯数最低，选择了0.275t的值。
一旦计算出NP，次级转弯（NS）就可以使用公式（17）计算：
如何设计超宽输入电压范围飞回
选择IC的电源电压（VCC）后，可以用等式（18）估算辅助数（NAUX）：
如何设计超宽输入电压范围飞回
这些计算导致以下转弯比制造的变压器：NP：NS：NAUX = 60：4：10。
最终设计
图4显示了一旦计算了重要组件的值后，电路的最终设计。
图4：最终设计电路示意图。
图4：最终设计电路示意图
实验结果
为了正确证实上述所有计算，制造了超宽输入电压射程的原型（见图5）。
图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器）的原型。
图5：超宽输入电压范围反式反射（无输入过滤器的PCB）的原型
该原型是在没有输入过滤器的情况下安装的，以使其成为灵活的PCB，可以将其插入具有不同输入过滤组件的另一个PCB中。
图6显示了在最小电压下转换器验证的结果。蓝色迹线表示主要MOSFET（VDS）的排水 - 源电压，而粉红色痕迹表示通过分流电阻传感的主要电流。
图6：以最小输入电压为单位的转换器验证。
图6：最小输入电压的转换器验证
图7显示了最大电压下转换器验证的结果。蓝色痕迹表示主要MOSFET（VDS）的排水到源电压。
图7：最大输入电压的转换器验证。
图7：最大输入电压的转换器验证
图8显示了该设计在不同输入电压下的效率结果。
图8：效率结果。
图8：效率结果
图8显示，由于在次级侧使用同步整流，转换器的效率很高。此外，使用具有相对较低的栅极电容电容的主MOSFET可减少高VIN处的开关损耗。
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